具體來說，S/H是數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必須具備的系統(tǒng)功能模塊，所用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器在進(jìn)行轉(zhuǎn)換期間，必須提供恒定且準(zhǔn)確的模擬輸入。逐次逼近類型模數(shù)轉(zhuǎn)換器就是這種用法的一個(gè)示例。理想情況下，S/H會在接到HOLD命令之前“凍結(jié)”最后的瞬時(shí)輸入電壓，并將該電壓原樣提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器，隨后由模數(shù)轉(zhuǎn)換器將該電壓轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的數(shù)字字。實(shí)際上，在實(shí)施S/H的過程中會涉及許多誤差因素。所以，本應(yīng)用筆記將探討這些基本考量因素，以及具有代表性的器件拓?fù)浜蛻?yīng)用。

 

S/H放大器的基本操作

圖1顯示了S/H的一些基本信息，圖1a是基本的S/H電路結(jié)構(gòu)。圖中顯示，待數(shù)字化的模擬輸入信號直接傳輸至電子開關(guān)S1。根據(jù)S1的狀態(tài)，該信號將傳輸至保持電容CH，或者被攔截。開關(guān)S1的狀態(tài)由S/H控制線控制，該控制線是一個(gè)數(shù)字輸入。

 

當(dāng)S1關(guān)閉時(shí)，傳輸至CH的輸入信號由A1緩存。該信號也可能傳輸至S/H輸出端（本次討論不考慮低通濾波器可能造成的影響）。如果在輸入變化（與交流波形一樣）期間，S1保持連接一段時(shí)間，則該操作也可稱為跟蹤；也就是說，任何輸入變化都會傳輸至輸出。

 

a. 基本的S/H電路，由開關(guān)、保持電容和緩沖放大器組成

b. S/H波形，顯示被采樣的輸入（頂部）、S/H控制（中間）和S/H輸出（底部）

圖1.S/H基本信息

 

當(dāng)S1打開時(shí)，最后的輸入電壓值作為電荷保留在CH上；也就是保持電壓不變。A1繼續(xù)讀取該電壓，直到進(jìn)入下一個(gè)采樣周期。圖1b通過輸入、輸出和控制波形展示了此操作。S/H電路用于實(shí)現(xiàn)各種信號處理功能；不僅可用于實(shí)現(xiàn)模數(shù)接口，還可用于實(shí)現(xiàn)更通用的模擬存儲器功能，例如自穩(wěn)零型放大器。

 

圖1b中所示的S/H工作波形幾乎是理想波形，假設(shè)開關(guān)、跟蹤、保持特性和負(fù)載/源抗擾性均是理想狀態(tài)。但實(shí)際上，在該器件的各個(gè)狀態(tài)（四個(gè)狀態(tài)）下，都存在S/H誤差。這些狀態(tài)包括：

 

(1) 保持采樣轉(zhuǎn)換

(2) 采樣間隔

(3) 采樣保持轉(zhuǎn)換

(4) 保持間隔

 

采樣/跟蹤保持放大器

 

很明顯，這些誤差對很多應(yīng)用可能非常重要，對于高精度應(yīng)用（>10位，或精度為0.1%或更低）則全部都很重要。具體的定義和說明如下文所述。

 

保持采樣轉(zhuǎn)換誤差

 

當(dāng)器件從保持狀態(tài)切換至采樣狀態(tài)時(shí)，這些誤差與時(shí)間間隔相關(guān)。由于自最后一次采樣電壓之后，輸入可能發(fā)生了很大變化（例如，可能是滿量程），因此S/H必須重新獲取輸入信號，并再次在其額定精度范圍內(nèi)穩(wěn)定下來。如圖2所示。

 

采集時(shí)間是S/H在收到采樣命令后采集并跟蹤輸入信號所需的時(shí)間。通常指定為滿量程電平變化（-10V至+ 10V，反之亦然），因?yàn)檫@代表了獲取任意電平信號所需時(shí)間的最壞情況。輸出必須假設(shè)所需的電平在額定誤差范圍內(nèi)，與轉(zhuǎn)換或采樣所需的精度水平一致。例如，可能是0.01%或0.1%。圖2a所示為保持采樣采集波形。

 

圖2a.保持采樣節(jié)點(diǎn)采集時(shí)間，顯示新信號采集（頂部）和S/H控制（底部）

 

對于大幅度的保持采樣變化，采集時(shí)間的大部分都是初始擺動(dòng)間隔。在這個(gè)高誤差間隔之后，輸出可能過沖，隨之將穩(wěn)定在±2mV額定精度范圍內(nèi)；以20V刻度為例，該范圍為±0.01%。注意，當(dāng)信號穩(wěn)定并保持在額定誤差范圍內(nèi)時(shí)，采集時(shí)間結(jié)束。

 

采集時(shí)間是保持采樣誤差的主要組成部分，也是決定轉(zhuǎn)換系統(tǒng)S/H部分工作速度的主要因素。典型時(shí)間為約幾毫秒至0.1%或0.01%或更高的精度。采集時(shí)間很大程度上取決于所用的保持電容的值，因?yàn)樵撾娙荩ㄍǔ＃绊憠簲[率。

 

圖2b所示為保持采樣瞬態(tài)，即從保持模式轉(zhuǎn)換至采樣模式時(shí)產(chǎn)生的切換瞬態(tài)。注意，即使之前的保持電壓和新樣本之間相差不大，也會出現(xiàn)這種瞬變。由于這種瞬變幅度可能遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過S/H額定精度（可能多達(dá)幾百毫伏），在確定輸出電壓樣本有效之前，必須留出足夠的時(shí)間讓這種瞬變消失。

 

圖2b.保持采樣模式瞬態(tài)和建立時(shí)間

 

由于該瞬態(tài)的建立時(shí)間會延續(xù)到保持采樣命令開始之后，系統(tǒng)時(shí)序必須允許此種情況。但是，實(shí)際上，與保持采樣瞬態(tài)相關(guān)的建立時(shí)間通常都遠(yuǎn)遠(yuǎn)短于采集時(shí)間。因此，相當(dāng)于最壞情況（或采集時(shí)間）的時(shí)間間隔通常都會自動(dòng)考慮保持采樣瞬態(tài)誤差及其相關(guān)的建立時(shí)間。

 

采樣誤差

 

在采樣間隔內(nèi)，S/H器件會像運(yùn)算放大器一樣跟蹤輸入信號。事實(shí)上，大部分S/H器件要么是專用運(yùn)算放大器，要么是使用運(yùn)算放大器（其特性非常適合S/H使用）構(gòu)建。因此，由于大部分S/H放大器都會降低至或等同于運(yùn)算放大器電壓跟隨器或反相器，所以可以采用類似方法來計(jì)算它們的采樣模式誤差。

 

S/H中的純比例誤差通?？梢员灰暈榱夹哉`差，因?yàn)樗鼈兇篌w上可以通過校準(zhǔn)調(diào)整來消除。通常情況下，要執(zhí)行此操作，模數(shù)基準(zhǔn)源是一個(gè)非常方便的點(diǎn)，這樣可以一次性消除所有系統(tǒng)比例誤差。當(dāng)然，這種方法適合傳統(tǒng)用法，例如一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器一個(gè)S/H。如果模數(shù)轉(zhuǎn)換器之前有多個(gè)S/H，或者如果S/H只是其他電路的一部分，則需要通過增益比例電阻來調(diào)節(jié)局部增益。

 

在任何情況下，都必須了解最壞情況與理想S/H比例系數(shù)之間的偏差，并在計(jì)算誤差預(yù)算時(shí)考慮這種偏差。通常情況下，比例系數(shù)都為1 ±0.001%或更低的誤差。也就是與電壓跟隨器連接相關(guān)的增益誤差類型。

 

在使用增益電阻的情況下，例如當(dāng)S/H用于同相增益而不是單位增益時(shí)，電阻公差會使這個(gè)誤差明顯增大。對于反相模式操作S/H，無論如何，都必須使用增益比例電阻。無論在哪種情況下，在S/H芯片上安裝應(yīng)用電阻都是非常有利的，因?yàn)樗鼈儗@得更高的預(yù)調(diào)精度，以及最大偏移的技術(shù)規(guī)格。對于器件，近來的趨勢是采用預(yù)調(diào)電阻來支持常用的增益-1、+2等。

 

注意，雖然可以通過系統(tǒng)比例校準(zhǔn)來調(diào)節(jié)實(shí)際增益（比例）誤差，但增益非線性并不等同于非可調(diào)誤差。

 

增益非線性是一個(gè)臨界S/H誤差，它表現(xiàn)為與理想傳輸特性之間的偏差。此誤差分量是器件在其額定信號輸出范圍（通常為±10V）內(nèi)運(yùn)行時(shí)，與理想S/H增益數(shù)值（例如+1、+2、-1、 -2等）之間的動(dòng)態(tài)偏差。其最大誤差分量通常是輸入級共模誤差，這是跟隨器類型連接中的典型情況（總體上最普遍）。在反相器類型連接中，共模誤差消失，但電阻匹配誤差會成為誤差源。

 

在±10V信號范圍內(nèi)，S/H非線性典型值為0.001%至0.01%。顯然，為了保持系統(tǒng)性能，S/H非線性必須優(yōu)于使用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器所確立的整體非線性。對于S/H非線性，可以遵循一個(gè)很好的法則：數(shù)值應(yīng)比轉(zhuǎn)換器的基本分辨率高一個(gè)數(shù)量級。例如，0.01%或更好的S/H非線性度與10位轉(zhuǎn)換器配合使用。注意，用戶可能需要根據(jù)S/H的共模抑制比(CMRR)計(jì)算非線性，例如80dB CMRR相當(dāng)于0.01%的非線性。

 

偏移是指S/H輸入接地時(shí)輸入和輸出之間的直流偏移。通常通過可選的微調(diào)電位計(jì)將其調(diào)節(jié)至零。典型的直流偏置規(guī)格為±2mV或以下。對于S/H應(yīng)用，自身的純偏移不是問題，因?yàn)樵谙到y(tǒng)整體校準(zhǔn)過程中，始終可以將其調(diào)節(jié)至零。也可以進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換器微調(diào)校準(zhǔn)時(shí)，以手動(dòng)方式或通過軟件完成。

 

失調(diào)溫度漂移則是另一回事，因?yàn)楹茈y將其與實(shí)際信號區(qū)分開來。除非包含自穩(wěn)零校準(zhǔn)周期，否則S/H失調(diào)漂移誤差分量無法降低，會隨著溫度變化產(chǎn)生誤差。S/H漂移的典型值為1至10µV/°C，無論是要求更高的精度，還是需要廣泛的溫度范圍，此誤差都屬于嚴(yán)重誤差。

 

S/H失調(diào)電壓也會隨電源電壓而變化，這一點(diǎn)也應(yīng)該說明。通常，電源抑制約為80dB或100µV/V。對于調(diào)節(jié)良好的電源或使用自動(dòng)校準(zhǔn)周期時(shí)，此參數(shù)通常不太重要。

 

建立時(shí)間適用于輸入電壓快速變化的采樣模式。跟蹤輸入信號時(shí)，S/H受到動(dòng)態(tài)限制，這與其他運(yùn)算放大器配置類似。

 

建立時(shí)間由壓擺率和小信號帶寬決定，如果步長大幅變化，壓擺率是主因。典型壓擺率為5至10V/µs，建立時(shí)間為5-10µs。正如采集時(shí)間部分所述，確切規(guī)格很大程度上取決于保持電容。

 

采樣保持轉(zhuǎn)換誤差

 

孔徑時(shí)間或孔徑延遲是指發(fā)出保持命令到實(shí)際打開S/H開關(guān)經(jīng)過的時(shí)間。對于快速變化的輸入電壓，在確定實(shí)際保持電壓的過程中會產(chǎn)生誤差。由此產(chǎn)生的電壓誤差將等于有效孔徑時(shí)間間隔內(nèi)輸入電壓的變化。

 

圖3大體顯示了與孔徑時(shí)間相關(guān)的誤差，圖3a顯示孔徑延遲如何在保持電壓內(nèi)產(chǎn)生誤差。對于快速變化的輸入電壓，在開關(guān)從開啟到關(guān)閉期間，S/H電壓以接近1/2LSB的幅度變化。

 

圖3a.與孔徑相關(guān)的時(shí)間/電壓誤差。模擬輸入/輸出（頂部），采樣/保持驅(qū)動(dòng)（底部）。

 

作為孔徑時(shí)間影響的一般示例，考慮變化速率（信號斜率）為1 V/µs，以10ns孔徑時(shí)間采樣的輸入信號。由于與孔徑時(shí)間相關(guān)的dV/dt誤差，這會產(chǎn)生10mV采樣誤差。

 

這種誤差通常很嚴(yán)重。有效孔徑延遲可以通過按照標(biāo)稱孔徑延遲時(shí)長提前在系統(tǒng)中執(zhí)行保持命令來補(bǔ)償，但這并非全部誤差。

 

去除標(biāo)稱孔徑延遲之后，剩余的誤差稱為孔徑抖動(dòng)（或不確定性），它具有高信號斜率輸入，是真正限制S/H采樣誤差的因素?？讖蕉秳?dòng)是指樣本與樣本之間的實(shí)際S/H開關(guān)時(shí)序的凈變化量。這種抖動(dòng)對孔徑時(shí)間相關(guān)誤差產(chǎn)生最終限制。對于1v /µs壓擺率示例，1ns孔徑抖動(dòng)會導(dǎo)致±1mV電壓不確定性。

 

可以通過圖形顯示極限孔徑時(shí)間和由此產(chǎn)生的允許滿量程電平正弦波輸入頻率之間的一般關(guān)系。如圖3b所示。此圖基于最大（滿量程）正弦波輸入頻率，其誤差不超過1/2LSB。此頻率fmax的計(jì)算公式如下：

 

圖3b.各種孔徑時(shí)間和分辨率下的最大滿量程輸入正弦波頻率(fmax)

 

其中π = 3.14，ta為限制孔徑時(shí)間，“n”為轉(zhuǎn)換器的分辨率（單位：位）。

 

由于這些數(shù)據(jù)是針對限制孔徑，所以可用于帶有S/H的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，或者是單獨(dú)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器操作。在后一種情況下，模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)間將定義有效孔徑時(shí)間。

 

該數(shù)據(jù)清楚表明了在最大化允許輸入頻率時(shí)所采用的S/H的值。不帶S/H的10µs 8位模數(shù)轉(zhuǎn)換器支持的最大輸出頻率約為60Hz。另一方面，在使用孔徑時(shí)間僅為100ns的S/H時(shí)，相同的模數(shù)轉(zhuǎn)換器支持6kHz最大頻率。注意，還存在一種更一般的關(guān)系；當(dāng)轉(zhuǎn)換分辨率增加時(shí)，fmax在給定的轉(zhuǎn)換時(shí)間內(nèi)降低。所以，當(dāng)分辨率或頻率增加時(shí)，對S/H的需求變得更加關(guān)鍵。

 

顯然，S/H內(nèi)的孔徑時(shí)間越短越好，因?yàn)檫@樣對配合使用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器造成的限制就越少。描述中引用的時(shí)間對中速IC來說非常典型。S/H電路不是限制系統(tǒng)時(shí)序的最終因素，因?yàn)樽畲笸掏骂l率通常出現(xiàn)在孔徑時(shí)間限制頻率之前。

 

S/H偏移（也稱為S/H“基座”、“跳變”或“步進(jìn)”）是S/H進(jìn)行采樣保持轉(zhuǎn)換時(shí)，瞬變電荷導(dǎo)致的模擬誤差。它是由所用S/H開關(guān)的有限電容造成的，在較小程度上是由布局和/或封裝電容造成的。這些電容通過數(shù)字控制信號的一部分直接饋送到保持電容。一般來說，由于寄生耦合電容在給定的器件和布局中是固定的，所以可以通過使用較大的保持電容來降低這種誤差。圖4顯示了這種影響。

 

圖4.采樣保持偏移（頂部），S/H控制（底部）

 

此誤差可能為幾mV，在有些情況下，可以利用小型外部耦合電容將反相控制信號饋送至保持電容來進(jìn)行補(bǔ)償。一般來說，可以通過將數(shù)字控制信號的峰峰電平降至絕對最小值，以及通過屏蔽/保護(hù)此信號和CH節(jié)點(diǎn)之間的耦合路徑來減小這種誤差。

 

注意，采樣保持偏移并非始終這樣來直接指定，特別是在使用外部保持電容的IC器件中。在這種情況下，會給出電荷的技術(shù)規(guī)格，以pC為單位。在這些情況下，可以使用以下公式計(jì)算S/H偏移：

 

 

例如，使用1000pF CH進(jìn)行10pC電荷傳輸將導(dǎo)致10mV S/H偏移。很顯然，傳輸?shù)碾姾稍叫?，此誤差也越小。在更好的器件內(nèi)，電荷傳輸可能低至1 pC或更低。

 

與純直流偏移一樣，S/H偏移最初也被視為可調(diào)節(jié)誤差。但是，如果它隨時(shí)間、輸入電壓和/或溫度改變，那么也必須考慮這些不穩(wěn)定性。對于一些使用浮動(dòng)開關(guān)（參見圖7b，類型2）的S/H器件，S/H偏移會隨輸入信號值變化。這顯然不可取，因?yàn)槿绻麩o法補(bǔ)償，則難以實(shí)現(xiàn)。S/H類型3（圖7c）沒有這個(gè)問題，因?yàn)槠溟_關(guān)始終保持恒定電平（虛地）。

 

采樣保持建立時(shí)間是指S/H輸出收到保持命令后，在額定精度范圍內(nèi)穩(wěn)定下來所需的時(shí)間。其中包括開關(guān)轉(zhuǎn)換消隱的時(shí)間。

 

保持間隔誤差

 

壓降也叫傾斜，是指保持時(shí)間間隔(?t)內(nèi)保持電壓(?V)的變化，由流入（或流出）保持電容的凈漏電流導(dǎo)致。由于導(dǎo)致壓降的電流可能是一個(gè)S/H至下一個(gè)S/H的符號，所以下降電流會導(dǎo)致電容上的電壓升高或降低，如圖5所示。但是，重要的是保持間隔內(nèi)的誤差幅度，而不是該符號。壓降由簡單的電荷/電壓關(guān)系決定：

 

圖5.壓降誤差（頂部），S/H控制（底部）注意，“壓降”可以為正，也可為負(fù)。

 

其中，IL為漏電流，CH為保持電容的值。舉例來說，對于100pF CH，電流降低1nA會導(dǎo)致10µV/µs壓降。在10µs保持期間，這會產(chǎn)生最大100µV壓降誤差，此誤差不是問題。

 

在給定的S/H器件中，電流IL按技術(shù)規(guī)格設(shè)定，CH則（通常）由用戶控制。所以，壓降可通過CH調(diào)節(jié)，會隨著CH增加而減小。

 

但是，這也需要權(quán)衡取舍。當(dāng)CH增加以降低壓降時(shí)，一般會使采集時(shí)間延長。這是因?yàn)閷H充電以實(shí)現(xiàn)采集擺動(dòng)所需的電流是固定的。所以，通常需要盡可能將漏電流IL保持在最低水平，以使壓降最低。一般來說，此參數(shù)由S/H輸出放大器的輸入偏置電流和開關(guān)漏電流決定，通常隨溫度升高而升高。在高溫下壓降最大。注意，用于計(jì)算壓降的IL值應(yīng)考慮到溫度與凈漏電流之間的關(guān)系。使用FET輸入緩沖器時(shí)，溫度每上升10°C，偏置電流翻倍。

 

實(shí)際上，中等溫度下S/H中電壓的典型下降率接近1µV/µs，算的上很小的誤差。在計(jì)算最高溫度下的最大偏置電流時(shí)，這種情況可能并非一直保持不變?？梢杂?jì)算最高預(yù)期溫度下的漏電流，以確定最差的電壓下降率。

 

饋通是在保持（關(guān)閉）狀態(tài)下，通過S/H開關(guān)的交流信號泄漏導(dǎo)致的模擬誤差。與S/H偏移一樣，它基本上由開關(guān)電容引起，但也會受到布局相關(guān)電容耦合的影響。由于開關(guān)電容和保持電容可以構(gòu)成分壓器，饋通會隨保持電容增大而降低，就像壓降和S/H偏移一樣。饋通的影響如圖6所示。

 

饋通一般由高頻率下（例如10kHz）的滿量程峰峰正弦輸入指定。在良好的S/H中，它一般達(dá)到80dB（或更高）。這相當(dāng)于0.01%（或更低）的饋通誤差。如果S/H是在多路復(fù)用器之后，該多路復(fù)用器能夠在保持狀態(tài)下選擇高電平，且可能因信號饋通導(dǎo)致誤差，那么此參數(shù)非常重要。

 

圖6.饋通誤差電壓（頂部），S/H控制（底部）

 

電介質(zhì)吸收

 

對于一些常見的電容類型，電介質(zhì)不會在充電/放電周期后完全釋放所有電能。這種現(xiàn)象導(dǎo)致的結(jié)果是：在保持模式持續(xù)一段時(shí)間后，存儲電壓出現(xiàn)誤差。可以使用某些電介質(zhì)，尤其是薄膜來最大限度降低這種影響。應(yīng)使用指定的低DA電介質(zhì)，例如聚四氟乙烯、聚苯乙烯和聚丙烯。注意，在使用外部CH，或者是使用外部CH來增強(qiáng)內(nèi)部CH的S/H中，都需要考慮DA。

 

漂移和噪聲

 

與采樣模式下的S/H相比，保持模式下的S/H具有不同的漂移特性。在保持模式下，輸出端只有輸出緩沖放大器的漂移。在采樣模式下，可能只有輸出放大器的漂移，也可能是兩個(gè)放大器串聯(lián)產(chǎn)生漂移。

 

通常，保持模式下和采樣模式下的漂移特性不同沒有什么危害。轉(zhuǎn)換通常在幾微秒內(nèi)完成，此時(shí)由溫度變化導(dǎo)致的漂移誤差尚不是問題。當(dāng)保持時(shí)間異乎尋常的長時(shí)，則需考慮這種誤差。

 

噪聲則是另一種情況。例如，處于保持模式時(shí)，可以考慮圖7中的S/H類型2和3。如果輸出放大器的噪聲過大，則會在保持期間顯示，并隨所需信號一起數(shù)字化。如果此噪聲很高，且轉(zhuǎn)換器的線性度并不低于1/2LSB，則某些代碼會因噪聲調(diào)制而出錯(cuò)。

 

MOSFET輸入緩沖器輸入電流極低，因而會用于一些S/H中。遺憾的是，這些緩沖器類型通常具有相對較高的輸入電壓噪聲，這會限制某些應(yīng)用的整體精度。JFET的輸入電流不會像MOSFET那么低，但其噪聲電壓明顯更低。

 

S/H設(shè)計(jì)類型

 

如今有大量S/H設(shè)備可用。除了非常高的性能限制外，大部分都采用幾大類設(shè)計(jì)拓?fù)?。以下部分介紹這些設(shè)計(jì)拓?fù)洌⑨槍γ糠N拓?fù)湔归_簡單討論。了解不同的電路類型有助于針對給定應(yīng)用選擇合適的S/H。

 

與圖1a中的基本電路一樣，圖7a中的電路也是實(shí)際S/H放大器類型。其中，A1、CH和開關(guān)的運(yùn)行方式與之前所述的一樣，但還添加了輸入級緩沖器A2。

 

圖7a.開環(huán)，級聯(lián)跟隨器S/H（類型1）

 

增加緩沖器可以提高CH的充電電流。這樣可在不加載信號源的情況下，提供更快的采集速度。在這種S/H類型中，兩個(gè)放大器都必須具有高壓擺率、快速建立時(shí)間、低失調(diào)電壓和低漂移才能獲得最佳精度，因?yàn)檫@些誤差會累加。A1應(yīng)該是一個(gè)FET輸入器件，以最大限度減少CH負(fù)載，但對于A2卻并非如此。這種S/H類型往往適用于高速采集。

 

圖7b所示S/H配置的優(yōu)點(diǎn)是，在采樣模式下，兩個(gè)放大器周圍都返回了一個(gè)整體反饋環(huán)路。所以，在采樣狀態(tài)下，A1的誤差達(dá)到最小，雖然它們還是會在保持狀態(tài)中顯示。此電路的精度可能更高，但是因?yàn)槎嗉壄h(huán)路動(dòng)態(tài)結(jié)構(gòu)，其整體建立特性可能有所降低。

 

圖7b.閉環(huán)，跟隨器輸出S/H（類型2）

 

注意，在這種類型的S/H連接中，可以將輸入級接線，這樣(+)和(-)輸入端都可以連接外部選項(xiàng)，不過并非所有類型都能這樣做。憑借這種靈活性，S/H可以連接為（整體）反相或同相類型的S/H。應(yīng)用電阻可能可用，也可能不可用。

 

圖7c中的第三個(gè)電路也在兩個(gè)運(yùn)算放大器周圍連接反饋環(huán)路，在這一點(diǎn)上，它具有與7b類似的優(yōu)勢。在這種情況下，開關(guān)在A1的虛地輸入端工作，CH則是輸出放大器級周圍的積分電容。

 

圖7c.閉環(huán)，積分輸出S/H（類型3）

 

注意，在這種類型的S/H連接中，輸入級的(+)和(-)輸入端也可按之前所述的方法使用。所以，這種類型可以連接為（整體）反相或同相類型的S/H。

 

S/H應(yīng)用

 

實(shí)施采用現(xiàn)代化模數(shù)器件和S/H器件的轉(zhuǎn)換系統(tǒng)并不是一件容易的事，但其采用的硬件功能多樣，將會大有助益。圖8a所示的12位獨(dú)立模數(shù)轉(zhuǎn)換器 + S/H轉(zhuǎn)換系統(tǒng)是一個(gè)連接示例，可以按圖示輕松實(shí)現(xiàn)，也可以根據(jù)其他比例等輕松更改。

 

此電路使用一個(gè)AD585 S/H，在同相單位增益模式下連接，保持激活。該模數(shù)轉(zhuǎn)換器為AD574A，連接用于實(shí)現(xiàn)單極0至+ 10V范圍，其系統(tǒng)增益和偏置校準(zhǔn)分別由R2和R1設(shè)置。AD574的狀態(tài)輸出驅(qū)動(dòng)AD585 A1的輸入，以實(shí)現(xiàn)盡可能低的S/H偏移。這需要在TTL級中進(jìn)行反轉(zhuǎn)。

 

如圖所示，轉(zhuǎn)換由轉(zhuǎn)換信號發(fā)起，并從下降沿開始，狀態(tài)線路隨之進(jìn)入高電平狀態(tài)，S/H進(jìn)入保持狀態(tài)。對于12位轉(zhuǎn)換，AD574A需要35µs（最大值）來執(zhí)行轉(zhuǎn)換。由狀態(tài)低電平信號表示轉(zhuǎn)換結(jié)束。

 

所示的模數(shù)轉(zhuǎn)換器微調(diào)校準(zhǔn)可改變系統(tǒng)增益和偏置，足以應(yīng)對/H和模數(shù)誤差。

 

該系統(tǒng)的最大吞吐時(shí)間由三個(gè)因素決定，如下所示。分別是：模數(shù)轉(zhuǎn)換時(shí)間、S/H孔徑延遲和采樣時(shí)間。轉(zhuǎn)換時(shí)間為：

 

 

各時(shí)間分別為35µs + 35ns + 3µs，或者總計(jì)38.035µs。還可以計(jì)算最大吞吐頻率，以此時(shí)間的倒數(shù)表示：

 

 

該頻率假設(shè)每個(gè)周期只有一個(gè)樣本；為了滿足奈奎斯特準(zhǔn)則要求的每周期2個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，將頻率減半。（還需要注意的是，在S/H之前的任何額外的建立時(shí)間也可能需要考慮，使用時(shí)可包括IA和/或多路復(fù)用器。）

 

圖8a.帶S/H的獨(dú)立12位單極性模數(shù)轉(zhuǎn)換器

 

在帶有S/H放大器的高速逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，潛在誤差源是來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器的回退誤差。逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器表示S/H的動(dòng)態(tài)負(fù)載，而轉(zhuǎn)換周期開始時(shí)的MSB負(fù)載會因?yàn)榉橇鉙/H輸出阻抗，在模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸入電壓（S/H輸出）上產(chǎn)生瞬變。如果S/H阻抗在高頻率下不夠低，回退誤差可能會超過LSB。

 

要解決這個(gè)問題，需要使用具有低阻抗輸出級的S/H，或具有高反饋的S/H，以實(shí)現(xiàn)低回退誤差。如果阻抗足夠低，可以使動(dòng)態(tài)電壓誤差忽略不計(jì)，那么模數(shù)轉(zhuǎn)換器負(fù)載不會引發(fā)問題。AD585輸出級用于實(shí)現(xiàn)低動(dòng)態(tài)輸出阻抗，以最小化此誤差。圖8b所示為轉(zhuǎn)換期間AD585輸出驅(qū)動(dòng)AD574A的放大照片，可說明這一點(diǎn)。注意，MSB開關(guān)點(diǎn)上的負(fù)向瞬態(tài)誤差在持續(xù)時(shí)間內(nèi)低而短。

 

圖 8b.AD585 S/H放大器的輸出驅(qū)動(dòng)AD574A，MSB轉(zhuǎn)換

 

對于既需要快速采集時(shí)間，也需要低下降率的應(yīng)用，可以使用級聯(lián)S/H同時(shí)滿足這些相互沖突的性能參數(shù)。圖9所示的是這樣一個(gè)電路，1和2控制線的驅(qū)動(dòng)方式如時(shí)序圖所示?；纠砟钍牵壜?lián)的第一個(gè)S/H在第二個(gè)達(dá)到額定精度之前快速獲取輸入。然后，第一個(gè)S/H進(jìn)入保持狀態(tài)，第二個(gè)繼續(xù)獲取第一個(gè)（快速）S/H的輸出端上出現(xiàn)的“輸入”。由于這構(gòu)成了輸入信號的串聯(lián)路徑，因此兩個(gè)S/H的誤差會加在一起。

 

該電路使用兩個(gè)串聯(lián)的AD585，第一個(gè)通常配置用于實(shí)現(xiàn)快速采集。使用AD585的內(nèi)部電容，該級將實(shí)現(xiàn)1mV/ms（最大）壓降率。該級進(jìn)行5µs（1信號的寬度）采樣。第二個(gè)S/H對第一個(gè)的輸出進(jìn)行500µs（或2的寬度）采樣。在這500µs期間，第一級的輸出電壓會下降，最高達(dá)0.5mV。這一般是HOLD2寬度（單位：ms）乘以1 mV/ms。

 

第二個(gè)AD585使用一個(gè)0.01µF外部CH，它會最大限度降低此級的電壓降幅，降低100倍（第二級和第一級CH的比率）。之后，整個(gè)電路的有效壓降變?yōu)?.5mV（第一級），加上0.01 mV/ms（第二級）。第二級的保持間隔達(dá)幾十ms，所以，此級聯(lián)S/H的凈壓降接近500µs間隔的壓降，在本例中為0.5mV。

 

當(dāng)然，此方案作出的取舍是：整體信號吞吐量降低。實(shí)際上，因?yàn)樵搼?yīng)用本就打算與速度較慢的模數(shù)轉(zhuǎn)換器配合使用，所以這種取舍可能只會造成很小或根本不會造成影響。此外，如果多路復(fù)用器之前使用了多個(gè)級聯(lián)S/H，此方案可能非常有用，即使很少對單個(gè)頻道采樣也能保持較高的整體吞吐率。注意，就此級聯(lián)的孔徑時(shí)間而言，有效fmax仍由兩個(gè)S/H中的第一個(gè)決定。本示例所示是同相單位增益S/H。原則上，任一（或兩個(gè)）S/H都可以使用其他比例。

 

對于布局，用戶需要遵循一些重要的通用實(shí)用規(guī)則。只要使用外部CH，就需要注意使用保護(hù)走線將與引腳7相關(guān)的PC走線包圍起來。應(yīng)將其連接至模擬地，連接此引腳的導(dǎo)線越短越好。外部CH應(yīng)該是低DA型電容，其外部箔片連接至S/H輸出（引腳8）。還請注意，許多S/H應(yīng)用可能永遠(yuǎn)不需要使用外部CH或引腳7。在這種情況下，可以沿封裝附近切割引線，將拾取線路剪至最短。

 

圖9.環(huán)路壓降級聯(lián)S/H

 

 

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