【導讀】用于為Ku波段衛(wèi)星移動通信有源相控陣天線被用于接收和發(fā)射MMIC多功能芯片使用開發(fā)0.25 微米的p HEMT的商業(yè)方法。多功能芯片由4通道分合路組成，每個通道提供多種功能，例如6位數字相移功能，5位數字衰減功能和信號放大功能。將MMIC多功能芯片組裝在尺寸為7 mm×7 mm的商用QFN封裝中后，對其進行測量，該芯片的尺寸為27 mm^2（5.2 mm×5.2 mm）。
測量結果表明，多功能接收芯片在10.7至12.75 GHz頻率下的增益為28 dB，噪聲系數為1.6 dB。在相位控制中，在衰減控制中顯示了3°的RMS相位誤差和0.3 dB的RMS衰減誤差。對于多功能發(fā)射芯片，在1.27 W直流功耗下，在13.75至14.5GHz處的增益為15 dB，輸出功率為16.4 dBm。在相位控制中，在衰減控制中顯示了2.5°的RMS相位誤差和0.2 dB的RMS衰減誤差。
MMIC收發(fā)多功能芯片設計
用于衛(wèi)星終端的Ku波段多功能芯片包括：接收10.7-12.75 GHz頻帶中的多功能芯片，以及發(fā)射13.75-14.5 GHz頻帶中的多功能芯片。設計的接收芯片和發(fā)射芯片的內部結構圖如下圖所示。
接收芯片具有4通道RF路徑，并包含4：1合路器，可將這四個輸出組合為一個輸出。在每個通道中，第一級均放置一個低噪聲放大器以改善噪聲系數并放大信號，并放置一個用于相位控制的6位移相器和一個用于增益電平控制的5位衰減器。在移相器和衰減器之間設置有用于信號放大的放大器。數字串行到并行轉換器（SPC）負責將控制信號提供給移相器和衰減器。由-2.3 V偏置電壓驅動的SPC接收時鐘，數據和負載信號（它們是TTL控制信號），并控制移相器和衰減器，并以+5V偏置電壓生成這三個信號的TTL輸出。RF偏置是+2V單電源。在該設計中，偏置被確定為+1.8V，并且在考慮信號增益，噪聲系數和功耗的情況下組織了測量數據。
發(fā)射芯片具有與接收芯片相似的結構，包括一個4通道RF路徑和一個4：1的分路器，并且像接收芯片一樣具有移相器，衰減器和SPC。與接收芯片不同，具有出色輸出功率特性的功率放大器放置在發(fā)射芯片的末端。RF偏置是+4V單電源。在此設計中，考慮到信號增益，輸出功率和功耗，偏置被確定為+3.5V。
數字串并轉換器設計
下顯示了一個44位SPC的配置圖。它用于控制串行輸入的44位數據中4個通道中每個通道上的6位移相器和5位衰減器。
進入輸入端的串行數據（DI）通過時鐘（CI）信號從第一個D觸發(fā)器（DFF）移至下一個相鄰的DFF。當將根據CI信號一一移位的所有44個串行數據放置在每個DFF中時，這44個數據由負載（LI）以及移相器和衰減器。TTL型時鐘輸出（CO），數據輸出（DO）和負載輸出（LO）作為SPC輸出。當將它們作為相鄰多功能芯片的輸入連接時，可以通過一個串行控制信號來級聯(lián)控制多個多功能芯片。偏置電壓為-2.3V以驅動SPC，而+5V用于TTL輸出。
放大器設計
多功能接收芯片（LNA）需要出色的噪聲系數和高增益特性，才能改善接收天線的G/T特性。為此，在接收多功能芯片的第一階段放置了一個低噪聲放大器。下圖顯示了低噪聲放大器的電路圖。所設計的低噪聲放大器是使用3級放大結構4f75 HEMT（4-手指，75微米柵寬HEMT），一個E（增強型）模式設備具有優(yōu)良的噪聲特性。通過使用串行反饋的噪聲匹配來設計第一級的輸入匹配。
串聯(lián)反饋通過在源極端子和地之間添加一個電感器來實現(xiàn)。電感器實現(xiàn)為微帶線，并調整該值以找到放大器的最佳穩(wěn)定性和噪聲特性。應用于每級的級間匹配不是增益匹配，即匹配50歐姆阻抗，而是直接匹配第一HEMT的輸出阻抗與第二HEMT的輸入阻抗。用于末級匹配的并聯(lián)反饋是漏極和柵極端子之間具有電感，電容器和電阻器的連接，并且調整值以找到最佳的回波損耗和增益平坦度特性。
發(fā)射多功能芯片（PA）需要高輸出功率特性，以改善發(fā)射天線的EIRP特性。為此，將功率放大器放置在多功能發(fā)射芯片的輸出端子上。下圖顯示了功率放大器的電路圖。設計的功率放大器具有兩級放大結構，其中E模式4f150 HEMT放置在輸出級以實現(xiàn)高輸出功率。使用并聯(lián)反饋將輸出匹配設計為增益匹配。
多功能芯片中包含的放大器由單個偏置驅動，該偏置由E模式HEMT和有源偏置電路實現(xiàn)。有源偏置電路由一個FET（Q2），兩個二極管（D1，D2）和兩個電阻器（R2，R3）組成，電路圖和器件值如下圖所示。除了單個電源的優(yōu)點外，這些有源偏置電路還使放大器對溫度變化和過程誤差不太敏感。
6位移相器設計
使用無源開關FET模型設計了單個移相器，例如5.6°，11.2°，22.5°，45°，90°和180°。六個移相器是使用下圖所示的三個基本結構設計的。
5.6°，11.2°和22.5°移相器產生相對較小的相移值，并使用開關濾波器結構。這種結構以其芯片面積小和插入損耗小的優(yōu)點而聞名。
45°移相器使用Bridgeed-T結構，該結構可以通過在FET處于截止狀態(tài)時使用等效電容器和電感器之間的并聯(lián)諧振來有效地確定相移值。
使用高通/損耗通過結構設計了90°和180°之類的大值移相器。包括兩個SPDT開關和濾波器結構，因此可以增加芯片面積并增加插入損耗，但是由于具有降低頻率變化的相位誤差的優(yōu)點，因此具有出色的頻率特性。
5位衰減器設計
使用無源開關FET模型設計了各個衰減器，例如0.5 dB，1 dB，2 dB，4 dB和8 dB。使用下圖所示的兩個基本結構設計五個衰減器。
使用僅由一個FET和一個電阻組成的開關結構設計了衰減值相對較小的衰減器，例如0.5 dB和1 dB。
2 dB，4 dB和8 dB衰減器是使用switch-T結構設計的，該結構是在開關結構中并聯(lián)連接電阻和FET的結構。由于開關結構和開關T衰減器由少量元件組成，所以芯片面積小并且插入損耗小。
4：1合路器設計
4：1耦合器是通過連接2：1 Wilkinson耦合器的兩個級而設計的。下圖所示4∶1耦合器的框圖和2∶1耦合器的電路。2：1耦合器采用集成元件設計，以減少芯片占用面積。組合器旨在將頻帶內的插入損耗和回波損耗降至最低。
MMIC多功能芯片制造
所設計的MMIC接收多功能芯片和發(fā)射多功能芯片分別在尺寸為制造5.2×5.2mm^2使用0.25微米的GaAs的p HEMT過程商業(yè)方法。下面兩圖是組裝在48針7×7 mm 2 QFN封裝中的接收和發(fā)射芯片的顯微照片。
4通道RF輸入/輸出，RF in（1）至RF in（4）和RF out（1）至RF out（4），位于接收芯片的左側和發(fā)射芯片的右側芯片。4通道組合的RF輸出/輸入位于相對側。SPC偏置和控制輸入/輸出與RF輸出/輸入位于同一側。所有焊盤在左側/右側僅沿一個方向排列，因此整個垂直方向都可以用作接地平面。這可以使散熱的路徑變寬，從而可以促進平板天線的散熱設計。當平面天線設計為線性極化時，垂直方向上布置的50歐姆短路（Term（1）至Term（4））可用于將未使用的極化端口短路50 ohm。50歐姆短路僅是通過一個50歐姆的電阻器實現(xiàn)的，該電阻器的水平和垂直尺寸為20 um，并具有一個反向通孔。放大器偏置在芯片中包括有源偏置電路，因此可以使用單個電源，并且可以通過側面上的單個焊盤（RF偏置）來提供偏置。SPC輸入包括三個TTL輸入（數據，時鐘，負載）和-2.3 V偏置。SPC輸出包括三個TTL輸出（數據，時鐘，負載）和一個+ 5V偏置。如果TTL輸出連接到相鄰芯片的SPC輸入。
下圖是用于測試接收多功能芯片的測試夾具和48引腳QFN封裝的照片。發(fā)射多功能芯片的測試夾具具有相同的形狀，僅輸入和輸出變更。測試夾具的RF輸入/輸出使用連接器完成，而8針連接器用于控制信號和DC偏置電源。出于相同的目的，放大器偏置線使用了諸如100 pF，10 nF和1 uF的電容器來旁路不需要的AC信號，而SPC偏置線則使用了10nF電容器。當對SPC偏置施加-2.3 V時，測得的電流為66 mA，對于TTL輸出，在+5 V電壓下測得的電流為2 mA或更小。RF放大器偏置的增益，噪聲系數，輸出功率和電流消耗特性會隨所施加的電壓而變化。對于接收芯片，可以通過考慮所需的增益水平和噪聲系數來確定最佳偏置。該接收芯片的最佳偏置為+1.8 V，測得的電流為330 mA。此時，包括SPC功率在內的接收芯片功耗被計算為0.74W。對于傳輸芯片，可以考慮所需的輸出功率和增益水平來確定最佳偏置。該傳輸芯片的最佳偏置為+3.5 V，測量的電流為322 mA。
測試圖如下所示
結論
利用GaAs工藝開發(fā)了一種可用于Ku波段衛(wèi)星移動通信的有源相控陣天線的收發(fā)MMIC 4通道多功能芯片。為了降低平板天線的組裝成本，設計了一種芯片以應用于商用QFN封裝。在一個48針7×7 mm^2QFN封裝中集成了一個包含6位移相器和5位衰減器的4通道多功能芯片，并驗證了輸出的傳輸多功能芯片。通過調整偏置，可以測量高達19 dBm的發(fā)射芯片的最大發(fā)射功率。預計開發(fā)的MMIC接收和發(fā)射多功能芯片將適用于以扁平有源相控陣天線的衛(wèi)星通信終端。
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