為何使用開關(guān)模式電源？

 

顯然是高效率。在SMPS中，晶體管在開關(guān)模式而非線性模式下運行。這意味著，當晶體管導(dǎo)通并傳導(dǎo)電流時，電源路徑上的壓降最小。當晶體管關(guān)斷并阻止高電壓時，電源路徑中幾乎沒有電流。因此，半導(dǎo)體晶體管就像一個理想的開關(guān)。晶體管中的功率損耗可減至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是設(shè)計人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因，特別是在高電流應(yīng)用中。例如，如今12V_IN、3.3V_OUT開關(guān)模式同步降壓電源通常可實現(xiàn)90%以上的效率，而線性穩(wěn)壓器的效率不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸至少減小了8倍。

 

最常用的開關(guān)電源——降壓轉(zhuǎn)換器

 

圖8顯示最簡單、最常用的開關(guān)穩(wěn)壓器——降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。它有兩種操作模式，具體取決于晶體管Q1是開啟還是關(guān)閉。為了簡化討論，假定所有電源設(shè)備都是理想設(shè)備。當開關(guān)（晶體管）Q1開啟時，開關(guān)節(jié)點電壓V_SW = V_IN，電感L電流由(V_IN – V_O)充電。圖8(a)顯示此電感充電模式下的等效電路。當開關(guān)Q1關(guān)閉時，電感電流通過續(xù)流二極管D1，如圖8(b)所示。開關(guān)節(jié)點電壓V_SW = 0V，電感L電流由V_O負載放電。由于理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓，平均輸出電壓V_O可通過以下公式算出：

 

圖8.降壓轉(zhuǎn)換器操作模式和典型波形

 

其中T_ON是開關(guān)周期T_S內(nèi)的導(dǎo)通時間間隔。如果T_ON/T_S之比定義為占空比D，則輸出電壓V_O為：

 

 

當濾波器電感L和輸出電容C_O的值足夠高時，輸出電壓V_O為只有1mV紋波的直流電壓。在這種情況下，對于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%的占空比提供3.3V輸出電壓。

 

除了上面的平均法，還有一種方式可推導(dǎo)出占空比公式。理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓。因此，必須在開關(guān)周期內(nèi)保持電感的伏秒平衡。根據(jù)圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需要：

 

 

因此，V_O = V_IN • D       (5)

 

公式(5)與公式(3)相同。這個伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓撲，以推導(dǎo)出占空比與V_IN和V_O的關(guān)系式。

 

降壓轉(zhuǎn)換器中的功率損耗

 

直流傳導(dǎo)損耗

 

采用理想組件（導(dǎo)通狀態(tài)下零壓降和零開關(guān)損耗）時，理想降壓轉(zhuǎn)換器的效率為100%。而實際上，功耗始終與每個功率元件相關(guān)聯(lián)。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導(dǎo)損耗和交流開關(guān)損耗。

 

降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗主要來自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導(dǎo)電流時產(chǎn)生的壓降。為了簡化討論，在下面的傳導(dǎo)損耗計算中忽略電感電流的交流紋波。如果MOSFET用作功率晶體管，MOSFET的傳導(dǎo)損耗等于I_O² • R_DS(ON) • D，其中R_DS(ON)是MOSFET Q1的導(dǎo)通電阻。二極管的傳導(dǎo)功率損耗等于I_O • V_D • (1 – D)，其中V_D是二極管D1的正向壓降。電感的傳導(dǎo)損耗等于I_O² • R _DCR，其中R _DCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗約為：

 

 

例如，12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件：MOSFET R_DS(ON) = 10mΩ，電感R_DCR = 2 mΩ，二極管正向電壓V_D = 0.5V。因此，滿負載下的傳導(dǎo)損耗為：

 

 

如果只考慮傳導(dǎo)損耗，轉(zhuǎn)換器效率為：

 

 

上述分析顯示，續(xù)流二極管的功率損耗為3.62W，遠高于MOSFET Q1和電感L的傳導(dǎo)損耗。為進一步提高效率，ADI公司建議可將二極管D1替換為MOSFET Q2，如圖9所示。該轉(zhuǎn)換器稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。Q2的柵極需要對Q1柵極進行信號互補，即Q2僅在Q1關(guān)斷時導(dǎo)通。同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗為：

 

圖9.同步降壓轉(zhuǎn)換器及其晶體管柵極信號

 

 

如果10mΩ R_DS(ON) MOSFET也用于Q2，同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗和效率為：

 

 

上面的示例顯示，同步降壓轉(zhuǎn)換器比傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器更高效，特別適用于占空比小、二極管D1的傳導(dǎo)時間長的低輸出電壓應(yīng)用。

 

交流開關(guān)損耗

 

除直流傳導(dǎo)損耗外，還有因使用不理想功率元件導(dǎo)致的其他交流/開關(guān)相關(guān)功率損耗：

 

1.    MOSFET開關(guān)損耗。真實的晶體管需要時間來導(dǎo)通或關(guān)斷。因此，在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬變過程中存在電壓和電流重疊，從而產(chǎn)生交流開關(guān)損耗。圖10顯示同步降壓轉(zhuǎn)換器中MOSFET Q1的典型開關(guān)波形。頂部FET Q1的寄生電容C_GD的充電和放電及電荷Q_GD決定大部分Q1開關(guān)時間和相關(guān)損耗。在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，底部FET Q2開關(guān)損耗很小，因為Q2總是在體二極管傳導(dǎo)后導(dǎo)通，在體二極管傳導(dǎo)前關(guān)斷，而體二極管上的壓降很低。但是，Q2的體二極管反向恢復(fù)電荷也可能增加頂部FET Q1的開關(guān)損耗，并產(chǎn)生開關(guān)電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)顯示，控制FET Q1開關(guān)損耗與轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率f_S成正比。精確計算Q1的能量損耗E_ON和E_OFF并不簡單，具體可參見MOSFET供應(yīng)商的應(yīng)用筆記。

 

圖10.降壓轉(zhuǎn)換器中頂部FET Q1的典型開關(guān)波形和損耗

 

 

2.    電感鐵損P_{SW_CORE}。真實的電感也有與開關(guān)頻率相關(guān)的交流損耗。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般而言，鐵粉芯微飽和，但鐵損高，而鐵氧體材料劇烈飽和，但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料，其晶體結(jié)構(gòu)由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的主要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商通常為電源設(shè)計人員提供鐵損數(shù)據(jù)，以估計交流電感損耗。

 

3.    其他交流相關(guān)損耗。其他交流相關(guān)損耗包括柵極驅(qū)動器損耗P_{SW_GATE}（等于V_DRV • Q_G • f_S）和死區(qū)時間（頂部FET Q1和底部FET Q2均關(guān)斷時）體二極管傳導(dǎo)損耗（等于(ΔT_ON + ΔT_OFF) • V_D(Q2) • f_S）。

 

總而言之，開關(guān)相關(guān)損耗包括：

 

 

通常，計算開關(guān)相關(guān)損耗并不簡單。開關(guān)相關(guān)損耗與開關(guān)頻率f_S成正比。在12V_IN、3.3V_O/10A_MAX同步降壓轉(zhuǎn)換器中，200kHz – 500kHz開關(guān)頻率下的交流損耗約導(dǎo)致2%至5%的效率損失。因此，滿負載下的總效率約為93%，比LR或LDO電源要好得多?？梢詼p少將近10倍的熱量或尺寸。

 

[未完待續(xù)]

 

參考資料

 

 [1] V. Vorperian，“對使用PWM開關(guān)模式的PWM轉(zhuǎn)換器的簡化分析：第I部分和第II部分”，IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，1990年3月，第26卷，第2期。

 

 [2] R. B. Ridley, B. H. Cho, F. C. Lee，“對多環(huán)路控制開關(guān)穩(wěn)壓器的環(huán)路增益的分析和解讀”，IEEE Transactions on Power Electronics，第489-498頁，1988年10月。

 

 [3] H. Zhang，“開關(guān)模式電源的模型和回路補償設(shè)計”，凌力爾特應(yīng)用筆記AN149，2015年。

 

 [4] H. Dean Venable，“控制系統(tǒng)的最佳反饋放大器設(shè)計”，Venable技術(shù)文獻。

 

 [5] H. Zhang，“使用LTpowerCAD設(shè)計工具分五個簡單的步驟設(shè)計電源”，凌力爾特應(yīng)用筆記AN158，2015年。

 

 [6] www.linear.com/LTpowerCAD上的LTpowerCAD™設(shè)計工具。

 

 [7] H. Zhang，“非隔離式開關(guān)電源的PCB布局考慮因素”，凌力爾特公司的應(yīng)用筆記136，2012年。

 

 [8] R. Dobbkin，“低壓差穩(wěn)壓器可直接并聯(lián)以散熱”，LT Journal of Analog Innovation，2007年10月。

 

 [9] C. Kueck，“電源布局和EMI”，凌力爾特應(yīng)用筆記AN139，2013年。

 

 [10] M. Subramanian、T. Nguyen和T. Phillips，“高電流電源低于毫歐的DCR電流檢測和精確多相均流”，LT Journal，2013年1月。

 

 [11] B. Abesingha，“快速精確的降壓DC-DC控制器在2MHz下直接將24V轉(zhuǎn)換為1.8V”，LT Journal，2011年10月。

 

 [12] T. Bjorklund，“高效率4開關(guān)降壓-升壓控制器提供精確輸出限流值”，凌力爾特設(shè)計筆記499。

 

 [13] J. Sun、S. Young和H. Zhang，“µModule穩(wěn)壓器適合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin至0.8V-34V VOUT的（接近）完整降壓-升壓解決方案”，LT Journal，2009年3月。

 

 

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