【導(dǎo)讀】在轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域，說起風(fēng)頭正盛的產(chǎn)品，不能不提GSPS ADC—也稱RF ADC。關(guān)于使用RF ADC的優(yōu)勢，以及如何使用它們進行設(shè)計并以高的速率捕獲數(shù)據(jù)，人們進行了大量的討論。但是，人們似乎忘了一件事情，即低直流信號。
高性能ADC之前的輸入配置或者前端設(shè)計，對于實現(xiàn)所需的系統(tǒng)性能非常關(guān)鍵。通常重點在于捕獲寬帶頻率，例如大于1 GHz的寬帶頻率。然而，在某些應(yīng)用中，也需要直流或近直流信號，并且受到最終用戶的歡迎，因為它們也可以傳輸重要信息。因此，通過優(yōu)化整體前端設(shè)計來捕獲直流和寬帶信號需要直流耦合前端，該直流耦合前端一直連接到高速轉(zhuǎn)換器。
考慮到應(yīng)用的本質(zhì)，將需要開發(fā)一個有源前端設(shè)計，因為用于將信號耦合到轉(zhuǎn)換器的無源前端和巴倫本身就已交流耦合。接下來我們以實際系統(tǒng)解決方案為例，概述共模信號的重要性，以及如何正確對放大器前端進行電平轉(zhuǎn)換。
共模
圖1顯示了轉(zhuǎn)換器如何查看差模與共模信號。CM電壓只是信號移動的中點—參見圖1。
圖1. 差模與共模信號示例
您也可以將其視為新中點或零代碼—放大器，通常通過一個VOCM 引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數(shù)據(jù)手冊，并且/或者使用不會使電路內(nèi)部的任何相鄰電路或基準(zhǔn)點負荷過重的穩(wěn)定偏置點。不要只是分接一個轉(zhuǎn)換器的基準(zhǔn)電壓引腳(VREF)，它通常是轉(zhuǎn)換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹慎起見，也應(yīng)查閱轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)手冊上的引腳技術(shù)規(guī)格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅(qū)動器之類，可正確設(shè)置放大器的CM偏置。
在下面表1中簡要列出了如何連接每個應(yīng)用的放大器和轉(zhuǎn)換器。
表1. 共模矩陣
圖2顯示了一些正確的電路示例。
圖2. 用于放大器/轉(zhuǎn)換器前端的交流耦合與直流耦合應(yīng)用示例
共模：已斷開
如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說—轉(zhuǎn)換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。
圖3. 放大器和轉(zhuǎn)換器之間的CM不匹配
輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點偏離中心，不是最優(yōu)。你可能會發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會較早削波或者達不到轉(zhuǎn)換器的滿量程。但是，由于轉(zhuǎn)換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴(yán)重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時還保持相對較好的性能。
但是，并不是任何舊款放大器都能使用，因為裕量可能非常受限，并且內(nèi)部晶體管可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應(yīng)該會有充足的裕量來實現(xiàn)適當(dāng)?shù)腃M偏置。缺點是增加了一個額外的電源—可能不標(biāo)準(zhǔn)的負電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。
將器件連接起來
了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉(zhuǎn)換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設(shè)置框圖。
圖4. 直流到WB 放大器/轉(zhuǎn)換器信號鏈?zhǔn)纠?/div>
在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進行了優(yōu)化，同時保留信號的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設(shè)計使用+3.3 V 和−2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在AIN+和AIN−保持+0.525 V。同樣，注意幾個接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現(xiàn)強制 設(shè)置為−2 V供電(新VSS)。
CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點麻煩。需要為接口做兩件事：
一、輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅(qū)動放大器失調(diào)將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導(dǎo)致圖3所描述的性能問題或更嚴(yán)重，—將出現(xiàn)放大器和轉(zhuǎn)換器信號鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側(cè)都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2 V。因此，在每個放大器輸入端添加2.2 k?的電阻來抑制失調(diào)電流。
工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 ?的內(nèi)部反饋電阻和約50 ?的輸入電阻使得它看起來有550 ?；或在本例中，我們假設(shè)一個50 ?源電阻與100 ?電阻并聯(lián)，得到33 ?。再串聯(lián)20 ?增加到53 ?。這是串聯(lián)了500 ?內(nèi)部反饋電阻或總計553 ?。也就是形成了500 ?和53 ?的0.525 V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或−2 V，添加2.2 k?電阻或−2 V/2.2 k? = 900 μA。
二、輸入為單端輸入且需要適當(dāng)配置來保持最佳性能，同時維持較低偶數(shù)階失真。同樣，100 ?與50 ?源電阻有效并聯(lián)，得到33.33 ?戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會反映在VIN節(jié)點上，來平衡設(shè)備的輸入，因為它是單端驅(qū)動的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，VIN+節(jié)點上的20 ?用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500 MHz完成，—或參見圖 5 測試示例。
圖5. 典型FFT性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS
由于它是一個迭代的過程，所以會有些乏味。圖6中所示為信號鏈設(shè)計中最高2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。
圖6. 典型交流頻率掃描性能@ 2500 MSPS
值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來再次提高偶數(shù)階線性度性能與頻率。
最后，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常 也以迭代的方式完成。但是，對于兩個IC之間某些值的設(shè)置有 幾點需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規(guī)則——
● 根據(jù)經(jīng)驗和/或ADC數(shù)據(jù)手冊建議，選擇一個反沖電阻器(RKB)，(本例中為?)，通常介于5 ?和36 ?之間。
● 選擇放大器外部串聯(lián)電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100 ?至200 ?范圍內(nèi)，RA應(yīng)小于10 ?。如果放大器輸出阻抗為12 ?或更低，RA應(yīng)介于5 ?和36 ?之間。此時，為ADL5567選擇10 ?串聯(lián)電阻和阻抗為10 ?的差分輸出。
● 放大器輸出的串聯(lián)與并聯(lián)總電阻應(yīng)與放大器的表征負載(RL)接近。這里，圖4電路中為160 ?，或2 RA + 2 RKB + RADC = 20 +40 + 100。ADL5567具有200 ?的RL，所以如果設(shè)計值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現(xiàn)偏差。
● 將內(nèi)部ADC電容CADC添加至10 ?串聯(lián)電阻后的并聯(lián)電容，來幫助完成內(nèi)部ADC采樣網(wǎng)絡(luò)反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內(nèi)的寬帶諧波。
使用上述標(biāo)準(zhǔn)開發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應(yīng)產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設(shè)采樣速率為2.5 GSPS。該設(shè)計的輸入 驅(qū)動規(guī)格將為−8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)在100 MHz基準(zhǔn)頻率下具有50 ?輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達到滿量程的輸入滿量程電平。
圖7. 典型通帶平坦度性能和輸入驅(qū)動電平
在任何直流耦合設(shè)計中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴(yán)重問題。如果使用了多個級別，信號鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個將經(jīng)常在各級間取勝，產(chǎn)生虛假測量。對于交流耦合應(yīng)用，需在兩級之間使用一個耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設(shè)計才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設(shè)計中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設(shè)計中的描述。
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