【導讀】模數(shù)轉換器 (ADC) 在任何依賴外部（模擬）世界收集信息進行 （數(shù)字）處理的系統(tǒng)中都是不可或缺的組成部分。從通信接收機到數(shù)字測試和測量再到軍事和航空航天。此處僅舉數(shù)例，這些系統(tǒng)在不同的應用中各有不同。
硅片處理技術的發(fā)展（比如65 nm CMOS 和28 nm CMOS）使高速ADC 得以跨越GSPS（每秒千兆） 門檻。對于系統(tǒng)設計人員來說，這意味著能用于數(shù)字處理的采樣 帶寬越來越寬。出于環(huán)境和成本方面的考慮，系統(tǒng)設計人員不斷 嘗試降低總功耗。一般而言，ADC 制造商建議采用低噪聲LDO （低壓差）穩(wěn)壓器為GSPS（或RF 采樣）ADC 供電，以便達到最 高性能。然而，這種方式的輸電網絡 (PDN) 效率不高。設計人員 對于使用開關穩(wěn)壓器直接為GSPS ADC 供電且不會大幅降低 ADC 性能的方法呼聲漸高。
解決方案是謹慎地進行PDN 部署和布局布線，確保ADC 性能不受影響。本文討論了線性和開關電源的不同之處，并表明GSPS ADC 與DC-DC 轉換器搭配使用可大幅改善系統(tǒng)能效，且不會影響ADC 性能。本文通過輸電網絡組合探討GSPS ADC 性能，并對成本和性能進行了對比分析。
通常建議GSPS ADC 使用的PDN
高帶寬、高采樣速率ADC（或GSPS ADC）可以具有多個電源 域（比如AVDD 或DVDD）。隨著尺寸的縮小，不僅電源域的 數(shù)量增加，為ADC 供電所需的不同電壓數(shù)量也有所增加。例如，AD9250是一款14 位、170 MSPS/250 MSPS、JESD204B 雙通道 模數(shù)轉換器，采用180 nm CMOS 工藝制造，具有3 個域：AVDD、 DVDD 和DRVDD。然而，所有3 個域都具有相同的電壓：1.8 V。
現(xiàn)在，來看一下AD9680：一款14 位、1.25 GSPS/1 GSPS/820 MSPS/500 MSPS JESD204B 雙通道模數(shù)轉換器，采用65 nm CMOS 工藝制造。這款GSPS ADC 具有7 個不同的域（AVDD1、 AVDD1_SR、AVDD2、AVDD3、DVDD、DRVDD 和SPIVDD）， 以及3 個不同的電壓：1.25 V、2.5 V 和3.3 V。
ADP2384和ADP2164 DC-DC 轉換器用于使電壓下降到可控水 平，以便LDO 能夠在不進入熱關斷的情況下進行穩(wěn)壓操作。這 些電源域和各種電壓的日益普及是在這些采樣速率下工作所必 需的。它們可以確保各種電路域（比如采樣、時鐘、數(shù)字和串行 器）之間具有正確的隔離，同時使性能最優(yōu)。正是因為這個原因， ADC 制造商才設計了評估板，并推薦詳細的電源設計方案，確保 最大程度降低風險，使性能最大化。例如，圖1 顯示了AD9680 評估板使用的默認 PDN 的功能框圖。根據(jù) Vita57.1 規(guī)格，電源輸 入來自 FMC（FPGA 夾層卡）連接器供應的12 V/1 A 和3.3 V/3 A 電源。
圖1. 用于AD9680 評估板的默認PDN。
顯而易見，這是一種昂貴的解決方案，有7 個LDO 穩(wěn)壓器，每 個域一個。這款PDN 也許是性能最優(yōu)的，但肯定不是最具性價 比或運行成本效率最高的。系統(tǒng)設計人員認為部署含有多個 ADC 的系統(tǒng)非常有難度。例如，相控陣雷達方案包含成百個 AD9680，全都以同步方式工作。要求系統(tǒng)設計人員為上百個ADC 的每一個電壓域都分配一個LDO 穩(wěn)壓器是不合理的。
用于GSPS ADC 的更簡單的PDN
一種更具性價比的PDN 設計方案是將具有同樣電壓值（比如所 有的1.25 V 模擬域）的域組合起來，然后用同一個LDO 來驅 動。這樣可以減少元件數(shù)（以及物料清單—BOM—成本），這 可能適合某些設計。其簡化PDN 如圖2 所示；該圖為AD9680 評估板的部署。在該部署中，整個AD9680 都可以使用3.3 V 輸入供電。
圖2. AD9680評估板的簡化PDN。
驅動AD9680 的DC-DC 轉換器
通過移除為1.25 V 域供電的單個LDO，還可進一步簡化PDN。 這是最高效、最具性價比的解決方案。這種方案的困難之處在于 確保DC-DC 轉換器的操作穩(wěn)定性，從而不影響ADC 性能。 ADP2164 驅動AD9680 所有1.25 V 域（AVDD1、AVDD1_SR、 DVDD 和DRVDD）的PDN 如圖3 所示。
圖3. 使用DC-DC轉換器為AD9680 供電。
比較不同的PDN
對上文討論的3 個PDN 以及第4 個網絡進行測試；第4 個網絡 采用基準電源為AD9680 評估板供電。表1 列出了AD9680 評估 板上部署的各種輸電網絡。
表1. 輸電網絡列表
由于SPIVDD 可以支持1.8 V 至3.3 V 且被認為屬于非關鍵節(jié)點， 因此它采用1.8 V LDO 輸出供電。在一般系統(tǒng)部署中，SPIVDD 可連接2.5 V 或3.3 V 域。也就是說，在那些SPI 總線由很多ADC 與DAC 共享的系統(tǒng)中，仍舊應當監(jiān)控SPIVDD 連接。如有這種 情況，那么必須非常仔細，確保正常的SPI 操作不會導致SPIVDD 域產生電源瞬變。如果SPIVDD 變得低于閾值電平，那么這些電 源瞬變可能會觸發(fā)上電復位 (POR) 的情況。
表2. SNR 性能對比 (dBFS)
表3. SFDR 性能對比 (dBFS)
表2 和表3 分別顯示了AD9680 使用各種PDN 的SNR 和SFDR 性能。根據(jù)AD9680 數(shù)據(jù)手冊提供各種奈奎斯特區(qū)的前端網絡和 寄存器建議設置。
僅使用DC-DC 轉換器為AD9680 的1.25 V 域供電的PDN (PDN #3) 在各種輸入頻率下顯示出了良好的性能。這證明了可以組合 域，并在不損失大量ADC 性能的情況下以高效率、高性價比的 方式為它們供電。采用基準源的PDN 具有最佳的噪聲性能，因 為它是噪聲最低的電源。然而，值得注意的是PDN #3 始終比默 認網絡 (PDN #1) 具有更好的SNR 性能。這可能是由于LDO 具 有良好的低頻清除特性，但對于電路中存在高于幾百kHz 的情況 卻無能為力。這可以解釋PDN #3 的0.2 dB 優(yōu)勢。
快速傅立葉變換圖
圖4 和圖5 分別顯示了170 MHz 和785 MHz 輸入時的單音FFT。 FFT 未顯示出頻譜性能的下降，因為1.25 V 域由單個DC-DC 轉 換器供電。
圖4. 170 MHz輸入時的單音FFT，使用PDN #3。
圖5. 785 MHz輸入時的單音FFT，使用PDN #3。
開關雜散
除了噪聲性能，由于采用了開關元件和磁性元件，因此還應當檢查DC-DC 轉換器部署的雜散成分。此時，采用謹慎仔細的布局技術以降低接地環(huán)路和接地反彈將會是有好處的。有很多資源可以協(xié)助測量開關電源噪聲5,6。邊帶雜散出現(xiàn)在開關頻率失調的兩側（本例中為1.2 MHz）。必須說明的是，圖2 或圖3 中的輸出濾波器級是一個兩級濾波器。這個兩級濾波器是降低開關噪聲 （紋波）的主要貢獻因素，有助于改善ADC 噪聲 (SNR) 性能。同 樣的道理，這個兩級濾波器還可協(xié)助降低開關雜散，并在輸出 FFT 中體現(xiàn)出來。在圖6 和圖7 中，它們分別表現(xiàn)為170 MHz 和785 MHz。
圖6. 170 MHz輸入時的1.2 MHz 邊帶開關雜散。雜散水平 = -105 dBFS。
圖7. 785 MHz輸入時的1.2 MHz 邊帶開關雜散。雜散水平 = -94 dBFS。
通過了解PSRR（電源抑制比）或ADC 的電源域，可估算邊帶雜散水平。
DC-DC 轉換器開關電路仿真
使用諸如ADIsimPE 等工具，可以仿真DC-DC 轉換器輸出端的 兩級濾波器。圖8 顯示了ADIsimPE 原理圖，用來仿真PDN 的 輸出噪聲和穩(wěn)定性特征。ADIsimPE 是一款使用方便、功能強大 的工具，可幫助系統(tǒng)工程師設計、優(yōu)化和分析電源網絡。
圖8. ADP2164 驅動1.25 V 域的ADIsimPE原理圖。
圖9 顯示了第一級輸出端的輸出紋波以及電路第二級之后的濾 波輸出，采用ADIsimPE 仿真。此處顯示的紋波約為3 mV p-p。
圖9. ADIsimPE仿真的一級和二級輸出。
物料清單
表4 顯示了AD9680 評估板使用的簡化PDN（如圖2 所示）物料 清單。通過使用圖3 中的網絡，系統(tǒng)設計人員可節(jié)省高達40%到 45%的BOM成本。BOM成本是在一個使用廣泛的電子元件供應 商網站上通過計算千片訂量價格估算的。
表4. 圖2 中的PDN 物料清單
元件選型和布局
采用各種PDN 供電時的ADC 性能不僅取決于精心設計，還取決于元件選型以及它們在PCB 上的布局。在開關電源內產生的大電流跳變通常會導致強磁場，它可以耦合到板上其它電磁元件上，包括匹配網絡中發(fā)現(xiàn)的電感以及用于耦合模擬和時鐘信號的 變壓器等。必須采用精心規(guī)劃的電路板布局手段來防止這些磁場耦合到關鍵信號上。
電感選擇
由于組成輸出濾波器級的電感和電容輸電量較大，因此需仔細進行選型。本例中，混合使用了屏蔽和非屏蔽電感。第一個濾波器級使用了一個屏蔽電感。本例中，第二級可以使用非屏蔽電感。 然而，建議兩級均使用屏蔽電感，最大程度降低EMI 輻射。電 感同樣選用具有充足飽和電流 (ISAT) 和直流電阻 (DCR) 裕量的 器件，確保它們不會飽和，或本身產生過多壓降。
電容選擇
建議使用X5R 或X7R 電容作為輸出濾波器電容。電容還必須具有低ESR（等效串聯(lián)電阻）。低ESR 有助于降低輸出端的開關紋波。最大程度降低總ESR 和ESI（等效串聯(lián)電感）的另一個訣竅是將電容并聯(lián)連接。如圖3 和表4 所示，第一個濾波器級使用 2 個22 μF 電容，而第二個濾波器級使用4 個22 μF 電容。電容 的電壓額定值同樣也是器件選型的重要依據(jù)。這是因為陶瓷電容 的電介質隨直流偏置的增加而下降。這意味著額定值為6.3 V 的 22 μF 電容在4 V 直流偏置下最多可能下降50%。本例中，額定值為6.3 V 的電容用于1.25 V 電源。在輸出端加入更多電容確實會略為增加BOM成本和電路板占位面積，但這樣做可以保證 抑制可能會影響ADC 性能的開關噪聲和紋波。
鐵氧體磁珠選型
如圖3 所示，鐵氧體磁珠用于隔離各種域。鐵氧體磁珠的選擇同 樣非常重要，因為如果鐵氧體磁珠的DCR（直流電阻）高于所 需水平，則會導致域的電壓無法達到最優(yōu)。這種低電壓會致使 ADC 性能（SNR 和SFDR）達不到最優(yōu)。對于阻抗特性、最大直流搭載能力以及鐵氧體磁珠的DCR 應高度重視。
PCB 布局考慮
為了最大程度減少開關穩(wěn)壓器和ADC 之間的干擾，DC-DC 轉換 器及其開關元件應放置在遠離任何磁性元件對ADC 造成干擾的 地方（比如前段匹配網絡或時鐘網絡）。進行DC-DC 轉換器布 局設計時，兩級濾波器應當盡量靠近DC-DC 轉換器，以便最大 程度降低環(huán)路電流。
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