中心議題：

• 交錯式DC/DC轉換器改進方案

解決方案：

• 提高開關電源重載效率
• 通過控制相數(shù)實時優(yōu)化效率
• 通過DCM操作實時優(yōu)化效率
• 考慮功率級和控制器的設計

與傳統(tǒng)的并聯(lián)輸出級晶體管相比，交錯式DC/DC轉換器拓撲結構能夠實現(xiàn)更高效率的設計，且仍然有改進的余地。在交錯式操作中，許多微型轉換器單元（或相位）并聯(lián)放置。理想情況下，有源相移控制電路將功率均勻分配于各相，而且這種方法能夠消除輸出端的電流紋波，并提高有效紋波頻率，從而降低對輸出濾波器電容的要求。交錯方法還能顯著降低對輸入電感和電容的要求。

然而，這種方法有幾個缺點。缺點之一是需要權衡轉換器的滿載效率與輕載效率。在晶體管級并聯(lián)的情況下，導通損耗減小，但開關損耗增大。滿載時以導通損耗為主，不存在問題。但輕載時相反，開關損耗處于支配地位。此外，各相之間的均流也是一個麻煩的問題，一般由有源控制電路來處理此問題（如果沒有該電路，并聯(lián)各相之間的微小器件不匹配就會造成巨大的相位電流不平衡），有些方法優(yōu)于其它方法。

圖1：雙相交錯式雙開關正向轉換器

數(shù)字電源管理能夠執(zhí)行復雜的控制算法，并具有數(shù)據(jù)總線能力，因而能夠更有力地解決這些問題。下面我們將把該技術應用于一個雙相交錯式雙開關正向轉換器，以實現(xiàn)實時優(yōu)化，提高效率。

A. 輕載與重載

開關電源轉換器的總能量損耗等于導通損耗Pcond與開關損耗Psw之和。給定輸出電流Iout和開關頻率fs，開關損耗為（公式1）：

Psw = Psw1 + Psw2 = ksw1 • Iout • fs + ksw2 • fs

其中，ksw1和ksw2是與器件相關的開關損耗系數(shù)。一般說來，晶體管尺寸越大，則ksw1和ksw2越高。

不考慮電感電流紋波，路徑電阻Rpath上的導通損耗為（公式2）：

Pcond = Iout2 • Rpath

并聯(lián)使用交錯相位可以降低路徑電阻，從而提高重載效率。然而，輕載時的功率損耗以開關損耗為主。ksw1和ksw2隨著相位增多而提高，交錯操作會顯著降低輕載效率。因此，與單相轉換器相比，交錯式多相轉換器具有更高的重載效率，但輕載效率則較低。轉換器的效率為（公式3）：

對于單相轉換器，空載時的電源轉換效率為0，因為開關損耗部分Psw2始終存在。當輸出電流增大時，Psw2變得微不足道，因而效率隨之提高。公式3中的分母是一個二階多項式，而分子僅有一階，因此當輸出電流經(jīng)過最優(yōu)點后，效率又開始下降。對于雙相轉換器，效率最優(yōu)點時的輸出電流為單相轉換器的兩倍。因此，相位越多，重載效率越高，但輕載效率則越低。

以前認為，只有滿載效率才是重要的。但如今，電源轉換器更多時候是為輕載供電，而不是為重載供電。隨著節(jié)能需求日益高漲，較高的輕載效率對于電源至關重要。因此，設計師希望利用智能交錯控制器來實現(xiàn)所有負載下的高效率運作。
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B. 通過控制相數(shù)實時優(yōu)化效率

以上的功率損耗分析顯示，讓兩個并聯(lián)相位同時在輕載下工作是不合適的。如果關閉一個相位，情況將大為改觀。導通損耗增大，但開關損耗減小，因此輕載效率更高。關鍵是要確保實時優(yōu)化相數(shù)。

圖2所示為一個雙相交錯式雙開關正向轉換器的實驗波形，本例采用ADI公司的數(shù)字控制器ADP1043實施控制。當總負載電流降至某一閾值以下時，第二相位禁用。如圖3所示，當一個相位關斷時，輕載效率得到提高。實施和不實施相位優(yōu)化控制的輕載效率差可能高達15%。

圖2：利用ADP1043實現(xiàn)自動相位關斷

C. 通過DCM操作實時優(yōu)化效率

從圖3可以看出，對于極低的負載，即使以單相工作，效率也會大幅下降。原因之一是轉換器的副邊使用同步整流器（圖1），當輸出電流水平低于電流紋波時，反向電流就會流過輸出電感，這種循環(huán)電流會引起導通損耗。為了提高效率，一種解決方案是關斷所有副邊同步整流器，放任體二極管或并聯(lián)二極管（多數(shù)情況下是肖特基二極管）自由處理。當負載足夠低時，轉換器以斷續(xù)電流模式(DCM)工作，從而避免循環(huán)電流的問題。
 

圖3：高效率交錯式雙開關正向轉換器

采用這種方案，轉換器效率比連續(xù)電流模式(CCM)高5%。此外，輕負載時關斷一相可以進一步提高整個應用負載范圍的效率。

D. 考慮功率級和控制器的設計

除了采取上述措施來優(yōu)化實時效率以外，設計師還必須仔細考慮功率級和控制器的設計。功率級、檢測網(wǎng)絡和反饋控制電路存在固有的傳播延遲，因此在快速負載升壓瞬變過程中，系統(tǒng)必須保持第一相位的輸出電壓穩(wěn)定后，才能啟動第二相位。而且，系統(tǒng)應能短時間處理全功率。晶體管的選擇應當基于這種熱敏感條件。此外，磁學設計應能避免系統(tǒng)在較高輸出電流下發(fā)生飽和。

至于控制器，反饋補償器需要根據(jù)不同的工作模式進行調(diào)整，因為功率級傳遞函數(shù)會隨著相數(shù)和CCM/DCM條件的不同而改變。這就需要控制器提供智能管理，傳統(tǒng)的控制器很難勝任。另外，數(shù)字電源管理控制器能夠自動檢測負載條件，并且平穩(wěn)切換到合適的轉換器模式。

各相均流交錯式操作本身并不能確保電流均勻分配。由于并聯(lián)各相共享同一電壓反饋，所以不存在因基準電壓不匹配而導致的誤差。因此，負載不平衡與器件容差、驅動不平衡和時序誤差有關。

電流不平衡會造成熱應力和器件應力。針對可能發(fā)生的過應力狀況，晶體管和磁性器件必須采取保險設計。此外，效率也會受影響。例如，如果交錯式正向轉換器的總電流為30A，兩相分別提供10A和20A的電流，那么該因素所致的效率下降幅度接近1%。

有兩種控制方案可用來實現(xiàn)各相均流：內(nèi)環(huán)路均流和雙環(huán)路均流。內(nèi)環(huán)路均流本質上是電流模式控制。電壓補償器的輸出用作均流總線，為所有相位提供輸出電流參考。在電壓環(huán)路內(nèi)，均流環(huán)路設計不受電壓帶寬的限制，均流響應甚至可以比電壓環(huán)路更快。然而，當設計外電壓環(huán)路時，必須考慮內(nèi)環(huán)路的影響。如果內(nèi)環(huán)路更快，外環(huán)路的電壓調(diào)節(jié)功能可能會被削弱。
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在雙環(huán)路操作中，電壓調(diào)節(jié)環(huán)路和均流環(huán)路并聯(lián)。各相有一個專用均流補償器來確保其電流跟隨均流總線，它可以是并聯(lián)各相的平均電流或最高相位電流。各相的均流環(huán)路輸出與公共電壓補償器輸出相加，產(chǎn)生該相的占空比信號。這樣，均流控制器和電壓調(diào)節(jié)控制器均會影響占空比信號的產(chǎn)生。采用這種控制結構時，各環(huán)路可以靈活設計，設計師不必過份擔心均流環(huán)路與電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的相互影響。

無論采用何種均流方案，為了進行有源控制，必須檢測各相的電流。傳統(tǒng)方法是各相均使用電流檢測方案。電流檢測一般用于保護目的，這種技術會增加交錯式轉換器的成本。

為了利用一路輸入檢測兩相的電流，控制器必須分離各相的電流。在交錯式正向操作中，主開關的占空比始終低于50%，以免變壓器飽和。在180度相移下，主開關電流檢測不會發(fā)生信號重疊。因此，通過數(shù)字控制可以對檢測信號進行分配，使之與各相的占空比信號對齊。這樣，只使用一個電流檢測電路就能清楚地辨別各相的電流?？刂破鞅O(jiān)控各相中流動的電流，存儲此信息，并且補償驅動信號以確保均流。

圖4所示為一個利用ADP1043控制器實施以上方案的交錯式正向轉換器示例。顯而易見，因為占空比低于50%，所以利用一個公共電流檢測點，控制器就能確定各相的電流。如果不實施均流控制，第二相位的電流幾乎是第一相位的兩倍。啟用均流控制后，兩相之間的電流差大幅降低到5%。

圖4. 兩相均流控制的效果：（上圖）啟用均流控制；（下圖）禁用均流控制。

總而言之，交錯式操作能夠提供單相設計所不具備的優(yōu)點。使用數(shù)字電源管理可以進一步擴大交錯式操作的好處。數(shù)字控制還能實現(xiàn)簡單的均流方案。