對于效率至關(guān)重要的多供電軌應(yīng)用，開關(guān)模式電源(SMPS)已成為事實上的標(biāo)準(zhǔn)。在要求長電池續(xù)航時間的電池供電和便攜式應(yīng)用中尤其如此。電源鏈設(shè)計有多種方式?？梢允褂媒祲恨D(zhuǎn)換器、升壓轉(zhuǎn)換器、降壓/升壓轉(zhuǎn)換器以及其他幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這些結(jié)構(gòu)的共同點是需要表現(xiàn)出色的外部有源和無源元件才能使系統(tǒng)以最佳狀態(tài)工作。

 

某些電源IC解決方案可能只需要三個外部元件，如 ADP2108降壓調(diào)節(jié)器。因為它內(nèi)置電源開關(guān)，所以這種開關(guān)模式穩(wěn)壓器只需要三個外部元件：一個輸入電容、一個輸出電容和一個電感。外部元件的上限幾乎是無限的，具體取決于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和電源要求。面對設(shè)計中的成本、性能和系統(tǒng)可靠性問題，設(shè)計人員必須知道哪些參數(shù)最為重要，以便選擇合適的元件。

 

電阻

 

電阻人人都懂，其對SMPS的影響相當(dāng)有限。然而，在反饋、補償和電流檢測等使用它的場合，必須了解其潛在影響。

 

使用可調(diào)穩(wěn)壓器時，一般會使用外部電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)來對輸出電壓分壓，以向穩(wěn)壓器提供反饋。在這里，電阻容差和電阻溫度系數(shù)都會產(chǎn)生影響。新式FPGA和處理器的內(nèi)核電壓更低，因而對電源電壓容差的要求更嚴(yán)格。對于1 V 內(nèi)核電壓的FPGA，5%容差只有50 mV。

 

圖1顯示了電阻容差和電阻溫度系數(shù)如何對最終設(shè)計產(chǎn)生重大影響。

 

圖1.

 

ADP2301降壓調(diào)節(jié)器有一個0.8 V基準(zhǔn)電壓源。輸出電壓為：

 

 

如果將電路的增益定義為

 

 

設(shè)計輸出電壓1 V，選擇R2 = 10 kΩ，計算得出R1 = 2.5 kΩ電路的增益為：

 

 

如果使用5%容差電阻并考慮最差情況，則增益為：

 

 

對輸出電壓而言，這相當(dāng)于±2%的容差。在要求電源電壓容差為5%的系統(tǒng)中，上述容差已消耗掉較大一部分誤差預(yù)算。

 

同樣的設(shè)計如果使用1%容差電阻，則僅有±0.4%的誤差。

 

電阻溫度系數(shù)也會引起系統(tǒng)誤差。如果R1的額定溫度系數(shù)為+100 ppm/°C，R2為–100 ppm/°C，則溫度升高100°C將引起額外的0.4%誤差。由于這些原因，建議使用1％容差或更好的電阻。溫度系數(shù)低至10 ppm/°C的電阻很容易購得，但會提高系統(tǒng)成本。

 

電容

 

電容在SMPS設(shè)計中有多種作用：儲能、濾波、補償、軟啟動編程等。像所有實際器件一樣，電容有寄生效應(yīng)，設(shè)計人員必須注意。就SMPS儲能和濾波而言，兩個最重要的寄生效應(yīng)是有效串聯(lián)電阻(ESR)和有效串聯(lián)電感(ESL)。圖2所示為簡化的實際電容圖。

   

圖2.

 

理想電容的阻抗會隨著頻率提高而單調(diào)下降。圖3顯示了兩個不同100μF電容的阻抗與頻率的關(guān)系。一個是鋁電解型，另一個是多層陶瓷電容。在較低頻率時，阻抗隨著頻率提高而單調(diào)下降，符合預(yù)期。然而，由于存在ESR，在某一頻率時，此阻抗會達到最小值。當(dāng)頻率繼續(xù)提高時，電容開始表現(xiàn)得像一個電感，阻抗也會隨之提高。阻抗與頻率的關(guān)系曲線稱為“浴盆”曲線，所有實際電容都有類似行為。

 

圖3.

 

圖4展示了降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計中的電容功能。輸入電容會看到較大的非連續(xù)紋波電流。此電容需要能承受高紋波電流(低ESR)并具有低電感(ESL)，如果輸入電容ESR過高，電容內(nèi)將產(chǎn)生I*R功耗。這會降低轉(zhuǎn)換器效率，并且有可能使電容過熱。輸入電流的非連續(xù)性質(zhì)還會與ESL相互作用，引起輸入上的電壓尖峰。這會給系統(tǒng)帶來干擾噪聲。降壓轉(zhuǎn)換器中的輸出電容會看到連續(xù)的紋波電流，這種電流一般很低。為實現(xiàn)最佳的效率和負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，ESR應(yīng)保持低值。

   

圖4.

 

圖5展示了升壓轉(zhuǎn)換器中的去耦電容功能。輸入電容會看到連續(xù)的紋波電流。應(yīng)選擇低ESR電容，使輸入上的電壓紋波最小。輸出電容會看到較大的非連續(xù)紋波電流。這里需要使用低ESR和低ESL的電容。

   

圖5.

 

在降壓/升壓轉(zhuǎn)換器中，輸入和輸出電容均會看到非連續(xù)紋波電流。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要使用低ESR和低ESL的電容。

 

多個電容并聯(lián)以獲得較大的電容也許是明智的。并聯(lián)情況下電容會增加，而ESR和ESL則會降低。讓兩個或更多電容并聯(lián)，便可獲得較大的電容和較低的電感與電阻。很多時候，只有利用這種辦法才能獲得所需的大電容值和低ESR，從而滿足設(shè)計要求。

 

使用ADI公司的ADIsimPower等在線設(shè)計工具會將這些權(quán)衡因素考慮進去，幫助您優(yōu)化設(shè)計。

 

電容有多種類型可供選擇。鋁電解電容、鉭電容和多層陶瓷電容是三種最常見的類型。像大多數(shù)設(shè)計決策一樣，選擇合適的類型涉及一系列權(quán)衡因素。

 

鋁電解電容的容值大、成本低，在所有選擇中，其成本/F比最佳。鋁電解電容的主要缺點是ESR較高，可達數(shù)歐姆。務(wù)必使用開關(guān)型電容，因為其ESR和ESL比通用型要低。鋁電解電容還依賴于電解質(zhì)，由于電解質(zhì)會逐漸變干，因此電容壽命較短。

 

鉭電容使用鉭粉末作為電介質(zhì)。與同等鋁電容相比，鉭電容能以更小的封裝提供更大的容值，不過成本較高。ESR通常在100 m? 范圍內(nèi)，比鋁電容低。鉭電容不使用液態(tài)電解質(zhì)，因而壽命比鋁電解型要長。由于這個原因，鉭電容在高可靠性應(yīng)用中很受歡迎。鉭電容對浪涌電流敏感，有時需要串聯(lián)電阻來限制浪涌電流。務(wù)必不要超過制造商建議的浪涌電流額定值和電壓額定值。鉭電容失效時，可能會燒毀并冒煙。

 

多層陶瓷電容(MLCC)提供極低的ESR (<10 m?)和ESL (<1 nH)， 采用小型表貼封裝。MLCC的最大容值可達100 μF，不過當(dāng)容值大于10 μF時，物理尺寸和成本會增加。請注意MLCC的電壓額定值及其結(jié)構(gòu)中使用的電介質(zhì)。實際容值會隨著施加的電壓而變化，這稱為電壓系數(shù)。依據(jù)所選的電介質(zhì)，這種變化可能非常大。圖6顯示了三種不同電容的容值與施加電壓的關(guān)系。X7R型電介質(zhì)性能最佳，大力推薦使用。由于電介質(zhì)的壓電效應(yīng)，陶瓷電容對PCB振動敏感，所產(chǎn)生的電壓噪聲可能會擾亂PLL等敏感模擬電路。在此類敏感應(yīng)用中，不受振動影響的鉭電容可能是更好的選擇。

 

圖6.

 

電感

 

電感是磁性儲能元件，通常是將線圈纏繞在磁芯上構(gòu)成。電流流過電感時，會在磁芯中感生一個磁場。該磁場就是儲能機制。由于電感中的電流無法立即改變，因此，當(dāng)把一個電壓施加于電感時，電流會斜坡上升。圖7顯示了電感中的電流波形。

 

圖7.

 

開關(guān)閉合時，全部電壓(V)出現(xiàn)在電感上。電感中的電流以V/L的速率斜坡上升。開關(guān)斷開時，電流以同樣的速率斜坡下降，磁場消失，并產(chǎn)生一個大電壓。該磁場就是儲能機制。圖8給出了電感的簡化模型。

   

圖8.

 

除電感外，還有串聯(lián)電阻(DCR)和并聯(lián)電容。DCR主要是由線圈電阻引起的，對電感的功率損耗計算很重要。并聯(lián)電容與電感一起可能引起電感自諧振。自諧振頻率可以通過下式計算：

 

 

一個有效的經(jīng)驗法則是，讓開關(guān)頻率始終比電感的自諧振頻率低10倍。在大多數(shù)設(shè)計中，這不是問題。

 

電感的功率損耗會引起電感溫度升高和效率降低。電感的功率損失主要有兩類，設(shè)計人員對這兩類均要了解。繞組電阻(DCR)損耗就是導(dǎo)線的I2× R損耗，也稱為銅損耗。電感功率損耗的另一個因素是所謂鐵芯損耗。鐵芯損耗是鐵芯內(nèi)磁滯和渦電流的綜合效應(yīng)。鐵芯損耗的計算要困難得多，可能連數(shù)據(jù)手冊上都不會提供，但會引起鐵芯功耗和溫度上升。ADI公司已從電感制造商處獲得鐵芯損耗信息，并將其納入在線設(shè)計工具 ADIsimPower中。這樣，設(shè)計人員就能獲得精確的鐵芯損耗信息，以及其對SMPS整體設(shè)計的影響。

 

圖9展示了降壓和升壓兩種電源設(shè)計中的電感功能。電感的主要作用是儲能，但也可用作濾波器。選擇電感值時，首先要確定期望的最大紋波電流。一個很好的出發(fā)點是：對降壓轉(zhuǎn)換器，使用直流負(fù)載電流的30%；對升壓轉(zhuǎn)換器，使用直流輸入電流的30%。這樣就可以利用圖9中的公式計算電感值。

 

圖9.

 

現(xiàn)成電感的容差可能高達±30%，計算時務(wù)必加以考慮。另外還要根據(jù)下式選擇電感：

 

 

其中Isat為電感的飽和電流。飽和電流是指電感感值降低某一百分比時流過的電流。此百分比隨制造商不同而異，范圍在10%到30%之間。選擇電感時，務(wù)必注意飽和電流隨溫度而變化，因為電感很可能要在高溫下工作。最差情況下，電感值降低10%一般是可接受的。使用大于必要值的電感會占用更多的PCB面積，并且成本通常更高。較高的開關(guān)頻率支持使用值較低的電感。

 

用于SMPS的電感主要有兩種鐵芯材料：鐵粉芯和鐵氧體。鐵粉芯的材料之間有氣隙，導(dǎo)致飽和曲線較平緩。因此，采用這種鐵芯材料的電感更適合需要大瞬時電流的應(yīng)用。

 

鐵氧體磁芯電感會更快速地飽和，但成本和鐵芯損耗較低。

 

為電路選擇合適的電感值并不是簡單的計算，但多數(shù)設(shè)計可支持范圍相當(dāng)寬的電感值。

 

低值電感的優(yōu)勢有：

 

● 更低的DCR

● 更高的飽和電流

● 更高的di/dt

● 更快的開關(guān)頻率

● 更好的瞬態(tài)響應(yīng)

 

高值電感的優(yōu)勢有：

 

● 更低的紋波電流

● 更低的鐵芯損耗

● 電路開關(guān)中的電流有效值更低

● 滿足輸出紋波要求所需的電容更低

 

電感家族中一個相對較新的成員是多層芯片電感。這種芯片電感的物理尺寸非常小(0805)，支持超小型設(shè)計。電感值目前最高可達4.7 μH，因此，一般適合較高開關(guān)頻率的設(shè)計。小尺寸也限制了其電流處理能力(約1.5 A)，因此，不能用于較高功率的設(shè)計。與標(biāo)準(zhǔn)繞線電感相比，芯片電感成本更低、尺寸更小、DCR更低，設(shè)計人員可以酌情使用。

 

如果對屏蔽電感和無屏蔽電感進行對比，雖然屏蔽電感較昂貴且飽和電流較低(物理尺寸和電感值相同的情況下)，但它能大大降低EMI。為了幫助消除設(shè)計的EMI問題，使用屏蔽電感是值得的。開關(guān)頻率較高時尤其如此。

 

二極管

 

異步開關(guān)電源設(shè)計采用無源開關(guān)。該開關(guān)通常是一個二極管。然而，由于二極管的正向壓降，異步設(shè)計的輸出一般小于3 A，否則效率會大幅下降。

除最高電壓設(shè)計外，異步穩(wěn)壓器建議使用肖特基二極管，其擊穿電壓最高可達100 V左右。與硅二極管相比，肖特基二極管的正向壓降較低，因而功耗顯著降低。

 

另外，其反向恢復(fù)時間為0，這也能消除二極管的開關(guān)損耗。

 

肖特基二極管還提供超低正向壓降版本。不過其擊穿電壓最高只有40 V左右，成本也略高，但可進一步降低二極管的功耗。

 

選擇二極管時，必須考慮正向壓降、擊穿電壓、平均正向電流和最大功耗。應(yīng)選擇正向壓降盡可能低的器件，但務(wù)必使用數(shù)據(jù)手冊中與設(shè)計電流相關(guān)的正向壓降值。很多時候，隨著正向電流增加，正向壓降會大幅提高。正向壓降越高，器件功耗越大。這又會降低轉(zhuǎn)換器效率，并且有可能使二極管過熱。

 

二極管的正向電壓溫度系數(shù)為負(fù)值。這是一把雙刃劍。一方面，隨著二極管溫度升高，正向壓降會降低，因而器件的功耗會減小。然而，由于這一效應(yīng)，不宜使用并聯(lián)二極管來分流，因為其中一個二極管往往會處于支配地位，得到并聯(lián)系統(tǒng)中的所有電流。

 

二極管的擊穿電壓額定值應(yīng)高于系統(tǒng)電壓。正向電流額定值應(yīng)大于電路中設(shè)計的電感電流有效值。當(dāng)然，二極管必須能夠消散足夠的功率，避免過熱。所選器件的最大功耗額定值應(yīng)大于設(shè)計要求。ADI公司的在線電源設(shè)計工具ADIsimPower有一個很大的二極管數(shù)據(jù)庫，致力于幫您選擇最適合特定應(yīng)用的器件。

 

MOSFET

 

開關(guān)電源中的“開關(guān)”一般是MOSFET。超高電壓和電流設(shè)計可能會使用IGBT型晶體管。

 

MOSFET主要分為N溝道和P溝道兩大類，兩者各有千秋。

 

N溝道增強模式器件需要一個正柵極-源極電壓才能導(dǎo)通，導(dǎo)通電阻低于相同大小的P溝道器件，成本也更低。

 

P溝道器件需要一個負(fù)柵極-源極電壓才能導(dǎo)通，導(dǎo)通電阻較大，成本略高。

由于要求柵極-源極電壓為正，N溝道器件往往更難以驅(qū)動，因為可能需要將柵極驅(qū)動到系統(tǒng)主電源電壓以上。這通常是由一個簡單的自舉電路來處理，但會增加系統(tǒng)的成本和復(fù)雜性。最新的IC穩(wěn)壓器包括自舉二極管，可降低成本和元件數(shù)。

 

P溝道器件則很容易驅(qū)動，無需附加電路。使用P溝道 MOSFET的缺點是成本和導(dǎo)通電阻較高。

 

選擇MOSFET時，必須注意一些關(guān)鍵性能參數(shù)：Rds、Vds、 Vgs、Cdss、Cgs、Cgd和Pmax(排名不分先后)。

 

Rds為驅(qū)動?xùn)艠O時器件的導(dǎo)通電阻。在SMPS中，Rds越低越好。這樣可以降低器件的I2× R功耗并提高效率。MOSFET 的一個良好特性是Rds具有正溫度系數(shù)。這使得MOSFET非常適合并聯(lián)使用，因為并聯(lián)時，器件會均等地分享電流。

 

Vds表示MOSFET的擊穿電壓。應(yīng)選擇大于系統(tǒng)電壓的擊穿電壓額定值。擊穿電壓越高通常意味著成本越高，因此不要使用額定值過大的器件。

 

Vgs指柵極-源極閾值電壓。這是使器件導(dǎo)通所需的電壓。

 

MOSFET器件存在最大電流額定值和最大功耗額定值，不得超過這些額定值。內(nèi)部功耗主要有兩個來源：I2 × Rds和開關(guān)損耗。

 

當(dāng)MOSFET(開關(guān))導(dǎo)通時，功耗只有一個來源，即I2 × Rds損耗。開關(guān)關(guān)斷時，器件無功耗。但在轉(zhuǎn)換期間，器件會有功耗。轉(zhuǎn)換期間的功耗稱為開關(guān)損耗。

 

圖10所示為開關(guān)損耗曲線。它主要是柵極上的電容引起的，包括柵極-源極電容和柵極-漏極電容。要導(dǎo)通和關(guān)斷MOSFET，必須對這些電容充電和放電。注意圖10中的電壓和電流波形。導(dǎo)通期間，在一定時間內(nèi)，器件上不僅存在電壓，而且還有電流流過。這會導(dǎo)致器件的V × I功耗。頻率越高，開關(guān)損耗越大。這是SMPS設(shè)計中諸多權(quán)衡因素之一。頻率越低，電感和電容越大，效率越高。頻率越高，電感和電容越小，但損耗較大。

 

圖10.

 

小結(jié)

 

設(shè)計SMPS時，輔助元件的選擇常常屈居于控制器或穩(wěn)壓器IC之后，但有源和無源元件的選擇對電源總體性能影響巨大。效率、產(chǎn)生的熱量、物理尺寸、輸出功率和成本都會在某種程度上依賴于所選的外部元件。為了做出最佳選擇，需要仔細(xì)分析性能要求。使用ADI公司的ADIsimPower等集成設(shè)計工具可簡化這一過程。

ADIsimPower 允許用戶輸入設(shè)計條件，包括決定電路板空間、價格、效率或成本的優(yōu)先順序。然后，它會執(zhí)行所有必要的計算來分析設(shè)計，并推薦符合設(shè)計條件的元件。ADIsimPower有一個很大的元件數(shù)據(jù)庫，數(shù)據(jù)來自各家制造商。某些情況下，該工具甚至?xí)褂弥圃焐涛垂_的數(shù)據(jù)以便給出最精準(zhǔn)的建議。

 

來源：亞德諾半導(dǎo)體

 

 

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