從歷史上來看，該架構(gòu)在要求高性能的應(yīng)用中運(yùn)用較少。然而，在無線連接需求不斷增長、頻譜變得日益擁擠的情況下，就需要改變現(xiàn)狀，以便在基礎(chǔ)設(shè)施中繼續(xù)經(jīng)濟(jì)地部署無線電技術(shù)，為我們的無線需求提供支撐。當(dāng)代的零中頻架構(gòu)可以滿足這些需求，因?yàn)檫@些架構(gòu)面臨的諸多普遍性缺陷已通過工藝、設(shè)計、分區(qū)和算法的組合得到克服。ZIF技術(shù)取得的最新進(jìn)步對現(xiàn)有高性能無線電架構(gòu)形成了挑戰(zhàn)，其帶來的新產(chǎn)品取得了性能上的突破，能夠?qū)崿F(xiàn)ZIF技術(shù)以前望塵莫及的新型應(yīng)用。本文將探討ZIF架構(gòu)的諸多優(yōu)勢，介紹這些優(yōu)勢可使無線電設(shè)計性能達(dá)到的新高度

 

無線電工程師面臨的挑戰(zhàn)¹

 

不斷增多的需求給當(dāng)今的收發(fā)器架構(gòu)師帶來了挑戰(zhàn)，因?yàn)槲覀儗o線設(shè)備和應(yīng)用的需求呈持續(xù)增長之勢。結(jié)果，消費(fèi)者需要持續(xù)訪問更多的帶寬

 

數(shù)年以來，設(shè)計師已經(jīng)從單載波無線電走向多載波無線電技術(shù)。當(dāng)一個頻段的頻譜被全部占用時，就分配新的頻段；目前，必須為40多個無線頻段提供服務(wù)。由于運(yùn)營商在多個頻段都有頻譜，并且這些資源必須協(xié)調(diào)起來，所以，如今的趨勢是走向載波聚合，而載波聚合則會導(dǎo)致多頻段無線電。這又會帶來更多的無線電，其性能更高，需要更優(yōu)秀的帶外抑制性能，更出色的輻射性能，以及更低的功耗水平。

 

雖然無線需求在快速增長，但功耗和空間預(yù)算并未增長。事實(shí)上，在功耗和空間節(jié)省需求不斷增強(qiáng)的條件下，同時降低碳排放和物理尺寸非常重要。為了實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)，需要從新的視角去認(rèn)識無線電架構(gòu)和分區(qū)。

 

集成

 

為了增加特定設(shè)計中的無線電數(shù)目，必須減小每件無線電器件的尺寸。傳統(tǒng)方法是逐步把更多的設(shè)計集成到一片硅片當(dāng)中。雖然從數(shù)字角度來看，這樣做可能是合理的，但是，為了集成而集成模擬功能的做法不見得有意義。其中一個原因是，無線電中的許多模擬功能是無法有效集成的。例如，在圖1所示的傳統(tǒng)中頻采樣接收器中，中頻采樣架構(gòu)有四個基本級：低噪聲增益和射頻選擇級、頻率轉(zhuǎn)換級、中頻增益和選擇級以及檢測級。選擇級一般使用SAW濾波器這些器件都不能集成，因此，必須部署在片外。雖然射頻選擇級是由壓電或機(jī)械器件提供的，但有時中頻濾波器會使用LC濾波器。盡管LC濾波器有時可能會集成到單片結(jié)構(gòu)中，但是，濾波器性能的犧牲（Q和插入損耗）以及數(shù)字化器（檢波器）采樣速率必要的增加會提高總功耗。

 

數(shù)字化器（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）必須以低成本CMOS工 藝制成，以使 成 本和功耗保持于合理水平。當(dāng)然可以用雙極性工藝制造，但結(jié)果會導(dǎo)致器件尺寸和功耗的增加，有悖于優(yōu)化尺寸的初衷。所以，標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝是這種功能的最佳制造工藝。這就為集成高性能放大器，尤其是中頻級，造成了極大的挑戰(zhàn)。雖然CMOS工藝可以集成放大器，但是很難從針對低功耗和低電壓而優(yōu)化過的工藝中取得需要的性能。另外，在片上集成混頻器和中頻放大器要求把級間信號路由到片外，以便訪問中頻和抗混疊濾波器，然后再數(shù)字化，因而失去了集成的諸多優(yōu)勢。這樣做就達(dá)不到集成的目的，因?yàn)榻Y(jié)果會增加引腳數(shù)和封裝尺寸。另外，關(guān)鍵的模擬信號每次通過一個封裝引腳時，就會犧牲一些性能。

 

圖1. 傳統(tǒng)型中頻采樣接收器

 

最佳集成方式是對系統(tǒng)分區(qū)，消除不能集成的元件。由于不能有效地集成SAW和LC濾波器，所以，最佳選擇是確定如何通過重新設(shè)計架構(gòu)來消除它們。圖2展示了一個典型的零中頻信號鏈，它把射頻信號直接轉(zhuǎn)換為一個復(fù)合基帶，完全消除了中頻濾波器和中頻放大器的必要性，結(jié)果實(shí)現(xiàn)了這些目標(biāo)。選擇級則通過在I/Q基帶信號鏈里引入一對低通濾波器的方式予以實(shí)現(xiàn)，這對濾波器可以作為有源低通濾波器而非功耗較高的片外固定中頻器件集成。傳統(tǒng)型中頻SAW濾波器或LC濾波器天生就是固定型器件，而這些有源濾波器則可以電子方式，在數(shù)百kHz至數(shù)百mHz的范圍內(nèi)調(diào)諧。改變基帶帶寬就能使同一器件覆蓋范圍更寬的帶寬，無需改變物料清單，也不用在不同的固定中頻濾波器之間來回切換。

 

圖2. 典型的零中頻采樣接收器

 

雖然圖示并不直觀，但通過更改本振，零中頻接收器也可覆蓋范圍非常寬的射頻頻率。零中頻收發(fā)器可提供真正的寬帶體驗(yàn)，典型連續(xù)覆蓋范圍從數(shù)百M(fèi)Hz到約6 GHz。不使用固定濾波器，可以實(shí)現(xiàn)真正靈活的無線電，結(jié)果可以極大地減少，甚至可能消除在開發(fā)無線電設(shè)計頻段變體方面的投入。得益于靈活的數(shù)字化器和可編程的基帶濾波器，零中頻設(shè)計不但能實(shí)現(xiàn)高性能，還具有極大的靈活性，既能支持范圍超寬的頻率和帶寬，也能維持近乎平坦的性能，而且無需針對每種配置優(yōu)化模擬電路（如濾波器）—可謂名符其實(shí)的軟件定義無線電 (SDR) 技術(shù)。與此同時，這種方法也會大幅減小尺寸，因?yàn)樗鼮楸仨毟采w多個頻段的應(yīng)用消除了原本需要的濾波器組。在一些情況下，可以完全消除射頻濾波器，成就完全意義上的寬帶無線電，根據(jù)不需要更改頻段。通過消除部分器件、集成其他器件，可以大幅減小零中頻設(shè)計所需要的PCB尺寸，不但簡化了頻段高速過程，還能減少有必要更改尺寸時投入的精力。

 

最小的尺寸

 

通過直接比較這些架構(gòu)的PCB面積（圖3和圖4）可知，對于雙接收路徑，在合理實(shí)現(xiàn)方式下，中頻采樣和零中頻采樣的PCB面積分別為2880mm² (18 mm × 160 mm)，和1434 mm² (18 mm × 80 mm) 。如果不算可能消除的射頻濾波器和其他簡化設(shè)計，²零中頻架構(gòu)有可能比當(dāng)前的中頻采樣技術(shù)減少最高達(dá)50%的無線電尺寸。未來的設(shè)計有可能通過額外的集成，使尺寸再減少一倍。

 

圖3. 典型的中頻采樣布局

 

圖4. 典型的零中頻采樣布局

 

最低成本

 

直接從物料清單來看，從中頻采樣系統(tǒng)轉(zhuǎn)向零中頻架構(gòu)可節(jié)省33%的物料。成本分析始終都是非常困難的。然而，深入考察圖1和圖2可知，許多分立式元件均已消除，包括中頻和抗混疊濾波元件，并且混頻器和基帶放大器均已集成。不明確的是，由于零中頻接收器本身具有傳統(tǒng)中頻采樣架構(gòu)不具備的帶外抑制功能，所以，整體外部濾波要求就大幅降低了。零中頻架構(gòu)中兩個元件促成了這一結(jié)果。第一個元件是有源基帶濾波器，該濾波器同時具備帶內(nèi)增益和帶外抑制功能。第二個元件是高采樣速率低通Σ-Δ轉(zhuǎn)換器，用于對I/Q信號進(jìn)行數(shù)字化。有源濾波器減少了帶外元件，而ADC的高采樣速率則使混疊點(diǎn)提高到足夠高的頻率，從而消除了外部抗混疊濾波元件的必要性（因?yàn)橛性礊V波器已經(jīng)充分地抑制了信號）。

 

圖5. 有源基帶濾波器與ADC

 

通過把基帶信號施加到有源濾波器上，如圖5所示，可以滾降高頻內(nèi)容。然后，ADC對來自低通濾波器的任何殘余輸出信號進(jìn)行數(shù)字化和最終濾波。級聯(lián)結(jié)果如圖6所示。此圖所示為在有源濾波器和Σ-Δ ADC復(fù)合效應(yīng)作用下的典型接收器性能。這里展示的是帶內(nèi)和帶外功率靈敏度降低3 dB的典型情況。注意，在不使用任何外部濾波元件的情況下，帶外性能有所改善。

 

為了獲得類似的性能水平，中頻采樣接收器采用分立式中頻濾波元件（如SAW技術(shù)）來實(shí)現(xiàn)選擇性和帶外信號保護(hù)功能，以防止寬帶信號混疊和噪聲混疊回頻段等問題。中頻采樣架構(gòu)還必須采取其他無用混頻器項的保護(hù)措施，包括半中頻項，該項會提高射頻和中頻濾波要求并限制采樣速率和中頻規(guī)劃。零中頻架構(gòu)不存在這種頻率規(guī)劃限制。

 

圖6. 典型的零中頻帶外抑制

 

根據(jù)設(shè)計和應(yīng)用的不同，這種原生抑制功能可以降低或消除外部射頻濾波要求。通過省去這些元件可以直接節(jié)省成本，因?yàn)楦鶕?jù)類型的不同，外部射頻濾波器可能比較昂貴。另外，移除這些損耗性的器件有助于消除射頻增益級，結(jié)果不但能節(jié)省成本，同時還能降低功耗、提高線性度。所有這些都可進(jìn)一步增強(qiáng)分區(qū)和智能集成的優(yōu)勢。

 

如前所述，成本的估算非常難，因?yàn)檫@在很大程度上取決于產(chǎn)量和與供應(yīng)商簽訂的協(xié)議。然而，詳細(xì)分析顯示，通過集成、消除部分元件、降低要求，零中頻架構(gòu)最高可使系統(tǒng)總成本降低三分之一。需要記住的是，這是系統(tǒng)成本，不是器件成本。由于更少的器件要承載更多的功能，所以在系統(tǒng)總成本減少的情況下，有些器件成本可能會增加。

 

除了材料成本以外，集成式零中頻接收器還有一些其他優(yōu)勢。由于集成式系統(tǒng)可以減少系統(tǒng)中的器件數(shù)量，所以其裝配成本較低，工廠良品率較高。由于分立式器件數(shù)量變少，所以對齊時間也會變短。這些因素相加，可降低工廠成本。

 

由于零中頻接收器是名符其實(shí)的寬帶，所以，調(diào)整頻段的工程成本也減少了。在中頻采樣系統(tǒng)中，必須慎重選擇中頻頻率，但對于零中頻系統(tǒng)，則無需進(jìn)行謹(jǐn)慎的規(guī)劃。基本上通過更改本振就可以添加新的頻段。另外，由于在使用零中頻時，許多應(yīng)用并不要求外部射頻濾波器，所以，結(jié)果可能實(shí)現(xiàn)進(jìn)一步的簡化。整體而言，對于零中頻解決方案，如果考慮直接成本以及上面列出的制造成本和工程成本，其成本節(jié)省優(yōu)勢是非?？捎^的。

 

最低功耗

 

如果只是采用圖1所示架構(gòu)，并直接將其集成到片上系統(tǒng)中，結(jié)果并不會帶來功耗和成本上的優(yōu)勢。要節(jié)省功耗，就要選擇高效的架構(gòu)，該架構(gòu)能針對目標(biāo)工藝進(jìn)行優(yōu)化。類似于圖中所示中頻采樣接收器的架構(gòu)涉及到大量的高頻和中頻頻率，難以在低成本工藝的基礎(chǔ)上進(jìn)行擴(kuò)展，因此，要消耗大量功率以支持所需頻率。然而，如圖2所示的零中頻架構(gòu)能立即降低至直流（基帶）的目標(biāo)頻率，因而可以實(shí)現(xiàn)頻率最低的電路。

 

類似地，通過帶寬來解決這個問題也是非常低效的。類似于直接射頻采樣的架構(gòu)可提供較寬的帶寬，并且具有極大的靈活性。然而，據(jù)Walden³ 和 Murmann.4在文中所述，增加系統(tǒng)帶寬始終都會提高功耗。

 

除非需要原始帶寬，否則，對多數(shù)接收器應(yīng)用來說，僅僅通過帶寬來解決這個問題并不是一種經(jīng)濟(jì)的解決方案。這些長期研究的數(shù)據(jù)表明，轉(zhuǎn)換器的發(fā)展有兩個方面值得關(guān)注。技術(shù)面取得了一些進(jìn)步，能以動態(tài)范圍和帶寬的形式顯著提高內(nèi)核的交流性能。架構(gòu)面在內(nèi)核架構(gòu)的整體效率方面有所進(jìn)步。一般地，曲線先是向右移動，然后隨著設(shè)計的優(yōu)化，開始向上運(yùn)動。對于通信應(yīng)用，操作趨向沿技術(shù)面進(jìn)行，其中，從線條斜率來看，轉(zhuǎn)換器效率大約下降了10 dB/十倍頻程，如圖7所示。在此斜率下，使帶寬增加一倍會導(dǎo)致功耗增加兩倍。然而，在把這些內(nèi)核集成到功能器件中之后，效率就有所改善，當(dāng)其靠近架構(gòu)面時，功率損失接近2。

 

圖7. 內(nèi)核ADC技術(shù)的品質(zhì)因數(shù)⁴

 

對于關(guān)心功耗的應(yīng)用來說，結(jié)論是，功耗最低的解決方案是帶寬和采樣速率均針對應(yīng)用而優(yōu)化過的解決方案。搭載Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的零中頻采樣設(shè)計就針對這類應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化。依據(jù)具體的應(yīng)用，采用零中頻接收器比中頻采樣架構(gòu)可節(jié)省50%或以上的功耗，比直接射頻采樣可節(jié)省高達(dá)120%的功耗。

 

功耗還與成本直接相關(guān)。更高的功耗不但會提高封裝成本和電源成本，而且對于電路消耗的每瓦特功率（設(shè)電費(fèi)為12美分/千瓦時），每年每瓦特的運(yùn)營成本會超過1美元。鑒于許多電子器件成本較低，其一年的運(yùn)行成本就可能輕松超過其直接成本。因此，隨著集成式無線電解決方案選項的推出，對成本和功耗敏感的應(yīng)用必須選擇謹(jǐn)慎地做出權(quán)衡。選擇會不必要地增加功耗的架構(gòu)，結(jié)果不但會增加功耗，還可能會影響解決方案的長期運(yùn)行成本。

 

性能增強(qiáng)

 

無線電設(shè)計有若干重要的關(guān)鍵指標(biāo)需要注意。其中包括噪聲系數(shù)(NF)、線性度（IP3、IM3）、降敏、選擇性等。在正常的無線電規(guī)格以外，還有一些規(guī)格也很重要，但用戶往往看不到。其中包括規(guī)格分布和漂移與時間、電源、溫度和流程的關(guān)系。零中頻架構(gòu)符合關(guān)于無線電設(shè)計的這些和其他關(guān)鍵要求。

 

通過溫度、電源和流程跟蹤

 

全集成式收發(fā)器架構(gòu)的一個優(yōu)勢是，對于設(shè)計合理的無線電，器件匹配可能要好得多，不僅在起初是這樣，而且如果設(shè)計合理，器件可以有效地進(jìn)行流程、溫度、電源和頻率跟蹤。運(yùn)用通常嵌入這些集成解決方案中的信號處理技術(shù)，可以較好地消除任何殘余的失配問題。雖然對IC設(shè)計來說，這是非常典型的情況，但是，無線電集成的不同之處在于，在零中頻設(shè)計中，由于依賴于頻率的所有項均部署于片上，所以，這些項也可以實(shí)現(xiàn)跟蹤功能。如圖1所示的典型無線電包括一個片外中頻濾波器。該中頻濾波器的特性會隨時間、溫度或器件而變化，與片上的任何元素均無關(guān)，并且不能對其進(jìn)行跟蹤。然而，集成濾波器的一個主要優(yōu)勢是，因?yàn)槠湟云掀骷?gòu)建，所以，器件是可以擴(kuò)展的，或者可以按比例相互跟蹤，以保持性能穩(wěn)定。對于那些不能通過設(shè)計穩(wěn)定的項，可以輕松進(jìn)行校準(zhǔn)。最終結(jié)果是，在預(yù)計器件差異時，所需要的裕量要遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于所有器件均無關(guān)的分立式設(shè)計。

 

例如，為混頻器、中頻濾波器、中頻放大器和ADC各分配1 dB的噪聲系數(shù)，這種做法并不罕見。在制定性能預(yù)算時，必須把這些差異級聯(lián)起來。然而，在集成式設(shè)計中，所有關(guān)鍵技術(shù)規(guī)格要么相互跟蹤，要么通過校準(zhǔn)予以排除，結(jié)果可實(shí)現(xiàn)1 dB的單一器件差異，極大地簡化了信號鏈差異。相比各項不相關(guān)的設(shè)計，這可能會對設(shè)計造成重要的影響；在各項不相關(guān)的設(shè)計中，需要額外的系統(tǒng)增益來抵銷可能會增加的噪聲—會影響到最終產(chǎn)品的成本、功耗和線性度。在如圖2所示的集成式設(shè)計中，性能總差異要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于不相關(guān)設(shè)計，因此，只需較小的系統(tǒng)增益。

 

高級校正技術(shù)

 

在過去，零中頻接收器通常有兩個領(lǐng)域會引起人們的擔(dān)憂。由于復(fù)合數(shù)據(jù)是用一對表示實(shí)部和虛部的實(shí)數(shù)級聯(lián)網(wǎng)絡(luò)生成和表示的，結(jié)果就產(chǎn)生了可能表示各信號鏈增益、相位和失調(diào)的誤差，如圖8所示。

 

圖8. 表示增益、相位和失調(diào)項的正交誤差

 

這些誤差在頻譜中表現(xiàn)為鏡像，也是妨礙這些架構(gòu)廣泛普及的主要原因。然而，作為一種集成式解決方案，通過模擬優(yōu)化和數(shù)字校正技術(shù)，可以輕松控制這些鏡像。圖9所示為典型的未經(jīng)校正的復(fù)合數(shù)據(jù)表示方式。在圖中可以看到LO泄漏（和直流失調(diào)）及鏡像抑制（正交誤差）。

 

圖9. 典型的未經(jīng)校正的LO泄漏和鏡像抑制

 

LO泄漏控制

 

LO泄漏在I或Q信號路徑中表現(xiàn)為增大的直流失調(diào)。其原因是LO直接耦合至射頻信號路徑中，并被以相干方式下變頻至輸出。結(jié)果產(chǎn)生混頻器積，表現(xiàn)為直流失調(diào)，加入信號鏈里存在的任何殘余直流失調(diào)中。優(yōu)秀的零中頻架構(gòu)不但會在初始時自動跟蹤并校正這些誤差，還能隨時間、溫度、電源和流程自動跟蹤和校正，結(jié)果可實(shí)現(xiàn)優(yōu)于–90 dBFS的性能水平，如圖10所示。

 

圖10. 典型的LO泄漏控制

 

QEC

 

為了防止鏡像擾亂性能，一般會采用正交誤差校正 (QEC) 技術(shù)。圖11展示了這種功能可能產(chǎn)生的影響。在此例中，鏡像改善至優(yōu)于–105dBc的水平，超過了多數(shù)無線應(yīng)用的要求。對于LO泄漏和QEC，運(yùn)用跟蹤功能是為了確保在性能隨時間而變化時，校正能保持最新狀態(tài)，從而保證能始終實(shí)現(xiàn)最佳性能。

 

圖11. LO泄漏控制條件下的典型正交校正

 

在無線電系統(tǒng)中，正交誤差和LO饋通非常重要。如果誤差足夠大，較大的阻波器鏡像有可能會屏蔽掉較小的目標(biāo)信號。在圖12中，一個大阻波器的鏡像出現(xiàn)在15 MHz處，同時，一個目標(biāo)信號的中心位于20 MHz。如果鏡像部分或全部落在目標(biāo)信號上，則會導(dǎo)致目標(biāo)信號SNR下降，結(jié)果可能在解調(diào)功能里造成誤差。一般地，LTE、W-CDMA等系統(tǒng)都針對這類鏡像設(shè)置了合理的容差，但并非完全不受影響。一般情況下，這些系統(tǒng)要求75 dBc或更好的鏡像抑制性能，如圖11所示，運(yùn)用零中頻架構(gòu)可以輕松達(dá)到并維持這一要求。

 

圖12. 鏡像阻礙目標(biāo)信號的示例

 

AD9371

 

零中頻發(fā)射和接收的一個典型示例是 AD9371。如圖13所示，AD9371具有極高的功能集成度，集成了雙發(fā)射、雙接收以及多種額外的功能，包括觀察和嗅探接收器、集成式AGC、直流失調(diào)校正（LO泄漏控制）、QEC等。該產(chǎn)品具有較寬的射頻覆蓋范圍，從300 MHz至6 GHz。每個發(fā)射器均可覆蓋20 MHz至100 MHz的合成帶寬，而每個接收器則能覆蓋5 MHz至100 MHz的帶寬。雖然此器件瞄準(zhǔn)的是3G和4G應(yīng)用，但也是不超過6 GHz的許多其他通用無線電和軟件定義應(yīng)用的理想解決方案。

 

圖13. AD9371集成式零中頻收發(fā)器

 

AD9371在12 mm × 12 mm的BGA封裝里集成了完整的系統(tǒng)功能，包括前面討論過的依賴于頻率的所有器件，以及所有校準(zhǔn)和對齊功能。在圖4所示接收功能的基礎(chǔ)上，圖14增加了必要的發(fā)射功能，造就了一種非常緊湊的雙收發(fā)器設(shè)計。功耗取決于確切的配置，包括帶寬和實(shí)現(xiàn)的功能，但是，AD9371的典型功耗僅為4.86 W，包括維持LO泄漏和鏡像抑制的數(shù)字功能。

 

圖14. 零中頻收發(fā)器的典型布局

 

AD9371的關(guān)鍵性能指標(biāo)

 

噪聲系數(shù)
 

圖15和圖16展示了AD9371的典型噪聲系數(shù)特性。第一張圖展示了較寬的射頻頻率，在該頻譜中，噪聲系數(shù)相對平坦。該器件的輸入結(jié)構(gòu)采用衰減器的形式，因此，對于每dB，噪聲系數(shù)增加1 dB。假設(shè)最差條件噪聲系數(shù)為16 dB，衰減為零，外部增益差異允許約4 dB的衰減，則可假設(shè)總噪聲系數(shù)為20 dB。對于一個提供至少24 dB增益的外部LNA (0.8 dB)，系統(tǒng)噪聲系數(shù)為2 dB。

 

圖15. AD9371噪聲系數(shù)（0 dB衰減和40 MHz帶寬）

 

在圖16中，噪聲系數(shù)為帶外阻塞相對于AD9371輸入的函數(shù)。設(shè)外部增益為24 dB，在相對于天線連接器–24 dBm處，會相對于該器件輸入出現(xiàn)0 dBm。如果只考慮AD9371的影響，若集成接收器下降3 dB，則噪聲系數(shù)的總體下降幅度約為1 dB。

 

圖16. AD9371 NF與帶外信號功率的關(guān)系

 

鏡像抑制

 

與LO泄漏類似，接收鏡像抑制可基于圖17所示信息進(jìn)行估算。當(dāng)天線端的典型輸入電平為–40 dBm時，則可以估算出，鏡像要優(yōu)于比天線端口低80 dB或–120 dBm的水平。

 

圖17. 接收器鏡像抑制

 

結(jié)論

 

雖然從歷史上來看，零中頻架構(gòu)一直局限于低性能應(yīng)用，但是，AD9371一類的新產(chǎn)品卻具有改變現(xiàn)狀的性能。這些器件不但能提供比肩中頻采樣接收器的性能，同時還要更進(jìn)一步，通過對無線電進(jìn)行分區(qū)，形成了更加強(qiáng)大的架構(gòu)，不但能降低制造成本，還能在部署后降低運(yùn)營成本。低成本解決方案設(shè)計不再需要犧牲無線電性能，使得用戶可以集中時間和資源去開發(fā)應(yīng)用，無需擔(dān)心無線電的實(shí)現(xiàn)問題。

 

 

參考電路

 

¹雖然本文主要討論接收器，但對發(fā)射器同樣適用。對于發(fā)射器， 零中頻成為公認(rèn)的高性能架構(gòu)已經(jīng)超過十年。

 

²如本文所述，典型的零中頻接收器在同一封裝中還包括一條完整 的發(fā)射路徑 (AD9371)。

 

³R. H. Walden."模數(shù)轉(zhuǎn)換器調(diào)查與分析"。IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 1999年4月.

 

⁴Boris Murmann. "1997-2015年ADC性能調(diào)查."斯坦福大學(xué)，2015年。

 

 

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