引言

 

現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)需要緊湊、高性能的帶通濾波無源器件?；刹▽?dǎo)（SIW）具有Q值高、成本低、重量輕和體積小等優(yōu)點(diǎn)，易于與平面微波電路集成，因此SIW經(jīng)常被用來設(shè)計(jì)高性能的濾波無源器件。由于雙頻濾波無源器件可以更好地滿足雙頻無線通信系統(tǒng)甚至多頻無線通信系統(tǒng)的需求，目前對(duì)雙頻濾波器的一些相關(guān)研究有：提出使用金屬化通孔擾動(dòng)的方法設(shè)計(jì)雙頻濾波器，通過調(diào)整金屬通孔來實(shí)現(xiàn)通帶控制，但是其他性能指標(biāo)在調(diào)節(jié)通帶的過程中會(huì)受到影響。提出采用歸一化頻域到實(shí)際頻域的頻率變換來解析計(jì)算耦合系數(shù)和外部質(zhì)量因子的方法設(shè)計(jì)雙頻濾波器，具有良好的帶外選擇性，但尺寸較大。提出采用雙模技術(shù)來實(shí)現(xiàn)雙頻濾波器，但這種濾波器的頻率比較小，不適合大頻率比的5G毫米波的應(yīng)用場(chǎng)景。提出用間隙擾動(dòng)的形式引入傳輸零點(diǎn)，但這會(huì)造成一些能量損失。

 

為了滿足小體積、高性能的濾波器需求，本文提出了一種使用TM10主模式和TM11高階模式的兩種模式來實(shí)現(xiàn)雙頻帶的方法。首先通過改變輸出端口的相位，以便在低通帶的下阻帶和上阻帶上分別引入傳輸零點(diǎn)，不僅提高了濾波器帶外抑制能力，而且提高了兩個(gè)通帶之間的隔離度。然后利用金屬通孔干擾諧振器中的TM21電場(chǎng)分布，在高通帶的下阻帶中引入傳輸零點(diǎn)以實(shí)現(xiàn)更高的選擇性。低通帶的中心頻率可以通過金屬通孔間距的擾動(dòng)來調(diào)節(jié)，而高通帶的中心頻率基本不變。該雙頻濾波器具有結(jié)構(gòu)緊湊、高帶外抑制、高選擇性等優(yōu)點(diǎn)，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合。

 

1 雙頻濾波器設(shè)計(jì)和分析

 

1.1 雙頻濾波器設(shè)計(jì)

 

設(shè)計(jì)濾波器的第一步是確定符合規(guī)范的低通原型，并確定合適的耦合矩陣，本文采用的耦合矩陣如式（1），并提出了一種雙層垂直集成的雙頻濾波器。

 

 

本文雙頻濾波器的模型如圖1（a）所示。濾波器在金屬通孔支撐的Rogers RT/Duroid 5880板（εr=2.2，tanδ=0.0009）上實(shí)現(xiàn)，厚度H為0.254 mm。為了減少電路尺寸，濾波器采用了雙層介質(zhì)板垂直集成的方法。在不影響品質(zhì)因數(shù)的前提下，介質(zhì)板H的厚度應(yīng)盡可能小。此設(shè)計(jì)共有三層金屬層，底層是輸入端口Port Ⅰ，頂層是輸出端口Port Ⅱ，耦合層在兩層介質(zhì)板之間。Slot Ⅰ是電耦合窗口。

 

圖1（b）為雙頻濾波器的結(jié)構(gòu)尺寸圖，利用An?softHFSS電磁仿真軟件優(yōu)化該濾波器，最終優(yōu)化的濾波器結(jié)構(gòu)尺寸為（單位mm）：W=7.50，L=12.35，W50=0.78，L50=4.46，S=0.20，P=4.50，Slot_R=0.78，R=3.21。

 

圖1（c）為雙頻濾波器的模式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，其中S代表信號(hào)源，L代表負(fù)載，①和②分別代表主模TM10和高階模式TM11。由圖可見，TM10主模式和TM11高階模式可以同時(shí)激勵(lì)。主模和高階模式從底層圓形諧振腔（CavityⅠ）經(jīng)過電耦合窗到上層諧振腔（Cavity Ⅱ）。諧振腔分別在低頻段的TM10 模式和高頻段的TM11模式下工作。中心的微帶饋線允許兩種模式同時(shí)被激發(fā)，而金屬通孔干擾TM21能夠改善高通帶的陡降。

 

圖1 (a) 模型結(jié)構(gòu)圖；(b) 結(jié)構(gòu)尺寸圖；(c) 模式拓?fù)鋱D

 

1.2 雙頻濾波器分析

 

圓形SIW諧振腔的TMmn模式的諧振頻率公式為：

 

 

其中fc為諧振頻率，μmn為貝塞爾函數(shù)的根，c為光速，εr為相對(duì)介電常數(shù)，μr為相對(duì)磁導(dǎo)率，r為諧振腔半徑。

 

圖2為圓形SIW諧振腔主模TM10與高階模式TM11的電場(chǎng)分布，由圖可見，TM10和TM11模式的最大電場(chǎng)是在不同的位置產(chǎn)生的。通過適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)蝕刻在中間金屬層上的耦合孔，可以同時(shí)激勵(lì)出理想的TM10和TM11模式的耦合，所以本文采用了圓形電耦合窗設(shè)計(jì)。

 

圖2 圓形SIW諧振腔電場(chǎng)分布：(a) TM10模式；(b) TM11模式

 

圖3（a）中的Filter Ⅰ是濾波器設(shè)計(jì)的原形，采用雙層介質(zhì)板的垂直集成結(jié)構(gòu)，中間的銅層采用圓形的電耦合窗將兩種TM模式從下層介質(zhì)板耦合到上層介質(zhì)板。輸入輸出口采用異面異向的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。仿真結(jié)果兩個(gè)頻段通帶內(nèi)的插入損耗分別為0.5 dB 和0.6 dB，反射系數(shù)在-20dB以下，但兩個(gè)通帶之間出現(xiàn)裙邊效應(yīng)，并且只有高頻通帶下阻帶一個(gè)傳輸零點(diǎn)Tz 1?1。

 

Filter Ⅱ是在Filter Ⅰ的基礎(chǔ)上，將輸出端口旋轉(zhuǎn)180°，即將輸出口設(shè)置成與輸入口同向不同面的結(jié)構(gòu)，如圖3（b）所示。仿真結(jié)果與Filter I相比，在保持通帶內(nèi)效果的同時(shí)大大提高了低通帶的帶外抑制，這是因?yàn)檩敵龆丝谠谛D(zhuǎn)180°之后，輸入端口與輸出端口的相位差也隨即改變了180°，將原右側(cè)的傳輸零點(diǎn)Tz 1?1翻轉(zhuǎn)到左側(cè)成為為Tz 2?1。同時(shí)去除了裙邊效應(yīng)，并且在兩個(gè)通帶內(nèi)引入傳輸零點(diǎn)Tz 2?2，提高了兩通帶之間的隔離度，但是高通帶的下阻帶也出現(xiàn)了裙邊效應(yīng)。

 

圖4為高階模式TM21在S參數(shù)中的位置，在圖中可以看出高階模式TM21大約在55 GHz附近，并且TM11模式與TM21模式所產(chǎn)生的通帶之間有裙邊效應(yīng)。

 

圖3 兩種濾波器的結(jié)構(gòu)圖和S參數(shù)：(a) Filter I; (b) Filter II

 

圖4 Filter II的S參數(shù)及TM21在S參數(shù)中的位置

 

在Filter Ⅱ的基礎(chǔ)上增加兩個(gè)微擾金屬通孔就構(gòu)成Filter Ⅲ，圖5為添加金屬通孔微擾之后TM11模式與TM21模式的電場(chǎng)圖，F(xiàn)ilter Ⅲ中金屬通孔微擾的位置需根據(jù)電場(chǎng)分布來選取：一是不干擾TM11模，二是選取TM21模電場(chǎng)場(chǎng)強(qiáng)最高的地方，以對(duì)TM21模式進(jìn)行抑制來實(shí)現(xiàn)傳輸零點(diǎn)的引入。所以微擾金屬通孔選取圖5中的位置，可以明顯看出金屬通孔對(duì)TM11模式幾乎無影響，但對(duì)TM21模式已經(jīng)實(shí)現(xiàn)抑制。

 

圖6為FilterⅢ的結(jié)構(gòu)圖及S參數(shù)仿真結(jié)果，F(xiàn)ilter Ⅲ中的兩個(gè)微擾金屬通孔貫穿了上下兩層介質(zhì)基板。通過圖6的仿真結(jié)果可以看出，TM21模與TM11模耦合形成的裙邊效應(yīng)得到了抑制，并且引入了傳輸零點(diǎn)Tz 3?3。

 

 

圖5 添加金屬通孔微擾的電場(chǎng)圖: (a) TM11; (b) TM21

 

圖6 Filter III的結(jié)構(gòu)圖及S參數(shù)仿真結(jié)果

 

電耦合窗半徑會(huì)對(duì)帶寬產(chǎn)生影響，如圖7（a）所示，電耦合窗半徑Slot_R越大Filter Ⅲ兩個(gè)通帶的帶寬則越大，也會(huì)影響極點(diǎn)個(gè)數(shù)，在Slot_R=0.78mm 時(shí)仿真效果最優(yōu)，反射系數(shù)均在-20 dB以下。微擾金屬通孔間距對(duì)Filter Ⅲ 的影響如圖7（b）所示，當(dāng)微擾金屬通孔距離變化時(shí)，會(huì)在不改變高通帶性能的前提下實(shí)現(xiàn)低頻通帶的可控，而低頻通帶會(huì)隨著微擾通孔間距變大往低頻移動(dòng)。

 

2 雙頻濾波器的測(cè)試結(jié)果

 

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)方法的正確性，選擇Filter Ⅲ 進(jìn)行加工制作，在雙層PCB 工藝的基礎(chǔ)上，制作了尺寸為7.5 mm × 12.35 mm × 0.51 mm 的濾波器，并使用AgilentE8361C 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試了濾波器的S 參數(shù)。圖8 為濾波器Filter Ⅲ的仿真和測(cè)試結(jié)果。低通帶和高通帶實(shí)測(cè)的中心頻率（CF）分別為28.4GHz 與39.1GHz，相對(duì)帶寬（FBW）分別為6.7% 與8.2%，測(cè)得的最小通帶插入損耗為1.3 dB 和1.5dB，通帶中的回波損耗優(yōu)于20 dB 和25 dB。另外，三個(gè)傳輸零點(diǎn)分別位于22.7、33.2 和54.3 GHz。由于引入了傳輸零點(diǎn)，兩個(gè)通帶之間的隔離度優(yōu)于40 dB，這表明該濾波器可以更好地抑制通帶間干擾，具有良好的頻率選擇性和帶外抑制。由于加工誤差和測(cè)試接頭的插入損耗，測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果之間存在一定偏差，兩個(gè)通帶內(nèi)的插入損耗仿真結(jié)果分別為0.5 dB 和0.6 dB，而插入損耗的實(shí)測(cè)結(jié)果分別為1.3 dB 和1.5 dB；在反射系數(shù)中，仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果在兩個(gè)通帶內(nèi)均小于20 dB。

 

圖7 不同參數(shù)對(duì)Filter III S 參數(shù)的影響:（a）耦合窗半徑;（b）微擾金屬通孔間距

 

圖8 Filter III S參數(shù)的仿真結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果

 

表1 是本文雙頻濾波器與其他文獻(xiàn)雙頻濾波器的性能比較。由表可見，本文雙頻濾波器在相對(duì)帶寬、傳輸零點(diǎn)和小型化方面具有一定優(yōu)勢(shì)。

 

表1 本文與其他文獻(xiàn)雙通帶SIW 濾波器的性能比較

 

3 結(jié)論

 

設(shè)計(jì)了一種基于基片集成波導(dǎo)雙層垂直集成的高選擇性雙帶通濾波器。采用雙層垂直集成結(jié)構(gòu)使得濾波器在相同性能條件下的體積更小。雙層雙頻基片集成波導(dǎo)濾波器工作在28.4 GHz 和39.1 GHz，相對(duì)帶寬分別為6.7%和8.2%，插入損耗小于1.5dB，并有三個(gè)傳輸零點(diǎn)，具有結(jié)構(gòu)緊湊、選擇性高、帶外抑制度高的特點(diǎn)。該濾波器可用于5G毫米波雙頻帶無線通信系統(tǒng)。

 

本文內(nèi)容轉(zhuǎn)載自《固體電子學(xué)研究與進(jìn)展》2021年6月，版權(quán)歸《固體電子學(xué)研究與進(jìn)展》編輯部所有。本文內(nèi)容不含參考文獻(xiàn)，如有需要請(qǐng)參考原論文。

 

趙輝，劉太君，慕容灝鼎，劉慶，周挺，代法亮，寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，深圳市檢驗(yàn)檢疫科學(xué)研究院

 

 

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