中心論題：

• LNA的設(shè)計
• 實際測量結(jié)果

解決方案：

• LNA結(jié)構(gòu)選擇
• 偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計和源端接地電感處理
• 線性和非線性仿真分析
• LNA的穩(wěn)定性分析
• 實際設(shè)計的PCB電路

摘 要: 以E-pHEMT管實現(xiàn)基站接收機前端平衡結(jié)構(gòu)低噪聲放大器(LNA),并以3dB混合耦合器實現(xiàn)功率分配與合路。首先以設(shè)計規(guī)范和FET管的要求來取得適當?shù)钠眉捌ヅ潆娐?對管腳源端的電感值進行優(yōu)化,得出方案設(shè)計原理圖。然后對原理電路加以線性及非線性仿真分析,模擬出電路的運行結(jié)果。最后得出PCB板的實際測量結(jié)果:在電路的工作頻率1.92GHz～1.98GHz頻段設(shè)計的模擬結(jié)果與電路的實際測量值十分吻合,其線性度十分良好。

很多情況下,因為基站與移動設(shè)備不平衡連接的緣故,從基站到移動設(shè)備的信號強度和傳輸距離都要超過移動設(shè)備向基站的反向傳輸,并且由于天線與基站間的反饋損耗,使得這種不平衡性變得更大。為了改善這種不平衡性,擴大基站接收的覆蓋面,最直接的解決方案是加裝塔裝放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模塊LNA(如圖1所示)對接收的信號具有選頻功能,并把選頻后的信號進行低噪聲放大,使系統(tǒng)靈敏度增強,覆蓋半徑增大。 

LNA結(jié)構(gòu)選擇
通常,在LNA的設(shè)計中主要考慮低噪聲系數(shù)(NF)。足夠的增益(G)和絕對的穩(wěn)定性?對于本文TMA放大器中LNA設(shè)計的實際技術(shù)規(guī)范要求如表1所示。同時要求所使用的LNA結(jié)構(gòu)滿足良好的輸入輸出匹配,保證LNA的穩(wěn)定性,兼顧到功分/合路網(wǎng)絡(luò)的低損耗、幾何尺寸小,工作帶寬內(nèi)良好的相位和幅度匹配,足夠的工作帶寬(涵蓋在1.95GHz左右),符合CDMA標準上行頻率?據(jù)此選擇了以平衡結(jié)構(gòu)為特征的LNA結(jié)構(gòu)(如圖2)。這種平衡結(jié)構(gòu)的重要特性是:它較單階放大器的截點高出一倍,并以標準50Ω實現(xiàn)輸入輸出匹配,在某一路硬件失效時電路的冗余設(shè)計可保證系統(tǒng)的正常運行。但通常增益減少6dB。 

為使圖2中的LNA模塊噪聲系數(shù)。截點和增益達到表1中的各項指標,設(shè)計漏極電流Id=60mA?同時,要求單個放大元件在此偏置點的工作性能達到優(yōu)于表1的規(guī)范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在電流Id=60mA下,具有最佳的截點(IP3)和最小噪聲系數(shù)Fmin;漏源極電壓Vds為3V時,具有稍高的增益;偏置是+5V穩(wěn)定電壓,所需單極性+3V電壓更具有優(yōu)勢,因此選擇其作為放大元件。

偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計和源端接地電感處理
a.偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計 
ATF-54143的偏置網(wǎng)絡(luò)是根據(jù)元件的靜態(tài)工作點和輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計得出?輸入匹配網(wǎng)絡(luò)則由元件的最佳噪聲反射系數(shù)Γopt為主來決定,以求得噪聲系數(shù)NF降到最小;輸出匹配則要求共軛匹配,以求得最大功率輸出,保證有足夠的增益,兩者都在Smith圖上實現(xiàn)輸入輸出至50Ω的匹配?首先,元件的偏置以電阻R1和R2(見圖3)組成的分壓器實現(xiàn),分壓器的電壓取自漏極電壓,并為電路提供電壓負反饋,以維持漏極電流的恒定,R3為漏柵極的限壓電阻，R1、R2、R3的計算值見式(1)。

式(1)中,Ids是所需漏極電流,IBB是流經(jīng)R1和R2所組成的電壓分配網(wǎng)絡(luò)的電流,當IBB至少10倍于最大柵極漏電流時,其值可達到2mA,同時由VDD=5V,Vds=3V,Id=60mA,Vgs=0.56V,得到:R1=270Ω,R2=1150Ω,R3=30.8Ω。
   
電阻R4為低頻阻性終端,使得電路工作在低頻時能夠提高其穩(wěn)定性。電容C3則為R4提供了一個低頻旁路通路,另外加入R5主要是給柵極加上一個限流功能(R5大約為10kΩ左右),當元件工作在 P1dB或Psat點附近時,這種限流作用就尤為重要。
   
因規(guī)范要求NF最大值只有1dB,為實現(xiàn)放大器的最佳噪聲匹配,網(wǎng)絡(luò)采用高通阻抗匹配。放大電路原理圖如圖3所示,它的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)由一個串聯(lián)的電容C1和兩個并聯(lián)的電感L1和L2組成。因電路損耗將直接與噪聲系數(shù)相關(guān),這樣L1和L2的高Q值則變得非常重要。短路電感L1能夠在低頻端提供增益衰減,同時又與C1一起作為輸入匹配阻抗的一部分,C1同時要作為直流隔斷電容。L2還要為pHEMT做偏置電感,在柵極加入電壓偏置,它要求有一個好的旁路電容C2。這個網(wǎng)絡(luò)是對于低噪聲系數(shù)。輸入回波損耗和增益都加以兼顧考慮的方案,電容C2。C4保證帶內(nèi)的穩(wěn)定性,低頻端電阻R3。R4作為阻性終端以保證低頻時系統(tǒng)的穩(wěn)定性。輸出高通匹配網(wǎng)絡(luò)由C4和L3組成,分路電感L3的作用與L2相同,作為pHEMT管偏置載入電感,在漏極偏置。

b.源端接地電感處理 
提高LNA的性能常通過控制源端電感LL1和LL2的大小實現(xiàn),其量值一般只有十分之幾納亨。LL1和LL2實際上只是非常短的傳輸線,它們位于每個源端與地之間,作為電路的串聯(lián)負反饋,其反饋量對于帶內(nèi)帶外的電路增益。平穩(wěn)性和輸入輸出回波損耗有著巨大的作用,在實際電路源端電感要做適量的調(diào)節(jié)。放大器PCB板的設(shè)計考慮到源端的電感量是變化的。當每個源端與微帶相連時,沿著微帶線的任何一點都可以連接到地端,要得到最低的電感值,只需在距元件源端最近的點上將源端焊盤與地端相連,并只有非常短的一段蝕刻，放大器的每一段源端蝕刻與相應(yīng)的地端相連的長度大約有0.05英寸(是從源端邊緣與其最近的第一個地過孔邊緣間測得),剩余并未使用的源端蝕刻可切斷除去。通常,過大的源極電感量值所帶來的邊緣效應(yīng)表現(xiàn)為超高頻端的增益值出現(xiàn)峰化及整體的合成振蕩。為避免這種情況,在初始LNA的設(shè)計原型階段,盡量準確地確定源端電感的量值,并且仿真中也要調(diào)節(jié)源端電感量的大小,找出最優(yōu)值優(yōu)化LNA性能。

線性和非線性仿真分析
放大電路原理圖如圖3所示。模擬分析要以每個元件的模型來載入仿真軟件ads。ATF-54143的模塊化文件是一個雙端口s參數(shù)且為Touchstone格式的文件,ads模擬軟件中sparams_wNoise模板可以實現(xiàn)模擬控制。在系統(tǒng)穩(wěn)定性前提下,當電路元件載入到模擬電路中時,電路越詳盡則模擬結(jié)果就越精確,越精確的模擬結(jié)果為實際的放大器電路的布局提供更為精確的數(shù)據(jù)。傳輸線模型的實現(xiàn)可以用元件庫中得到的各種微帶線實現(xiàn),并且片電容和片電阻的關(guān)聯(lián)電感也都載入到模擬電路中,這時全部微帶部分都可設(shè)置為厚度為0.31英寸。型號為FR-4的材料板上。
   
混合耦合器2A1306-3的模型是基于四端口的Touchstone線性s參數(shù)文件。它與微帶線部分、電路平衡放大器的輸入輸出部分及負載阻抗構(gòu)建起放大器的完整模塊結(jié)構(gòu)。運行模擬軟件,就要給出系統(tǒng)的仿真結(jié)果值,以表明所需結(jié)構(gòu)的性能。模擬得到的NF、增益(G)。輸入輸出回波損耗結(jié)果如圖4、圖5、圖6所示。這些圖表示了LNA在工作頻率范圍的性能。

對于非線性模擬,常以諧波平衡模擬(HB)來實現(xiàn)。非線性模擬方法HB計算速度快,能夠處理分布元件和分立元件的電路,并很容易與更高階諧波及互調(diào)元件相容。ATF-54143管的P1dB和OIP3模擬非線性模型是基于W.R.Curtice模型,這個模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲),對于截點的模擬則做出模擬預(yù)測結(jié)果比實際值要偏低。P1dB和OIP3的值如表2 所示:當平衡LNA放大器的OIP3模擬結(jié)果為32.1dBm時,P1dB則為20.8dBm,P1dB的模擬結(jié)果與實際的測量結(jié)果很接近,而OIP3的模擬結(jié)果則偏低,實際的測量結(jié)果達到37dBm。

LNA的穩(wěn)定性分析
除了能夠得出增益、NF、P1dB和輸入輸出回波等重要參數(shù)外,軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設(shè)計穩(wěn)定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計算Rollet穩(wěn)定性因子K和作穩(wěn)定性圓是兩種很容易做到的方法,它們可以明確地表示出穩(wěn)定性的數(shù)據(jù)。圖7示出的Rollett穩(wěn)定因子K的模擬值(K>1)表明:在1.9～2.0GHz工作帶寬范圍,電路能夠?qū)崿F(xiàn)無條件穩(wěn)定。

實際設(shè)計的PCB電路
根據(jù)上述的設(shè)計及仿真結(jié)果,依照圖3所示的放大電路原理圖,可以進行最后的實際布局?要使電路工作在1.92GHz～1.98GHz頻率范圍內(nèi)滿足規(guī)范值,PCB板的布局設(shè)計應(yīng)可以變化調(diào)節(jié),即可加入或減掉某些元件,使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)節(jié)匹配達到最佳,優(yōu)化電路性能?考慮到實際應(yīng)用的廣泛性(同時也考慮設(shè)計中的其他因素的影響),PCB板的蝕刻選擇在0.031英寸厚的FR-4材料上(正常條件下其Er值是5.6),LNA的射頻布局主要準則是電路必須保證平衡的結(jié)構(gòu),且放大器的每條支路的路徑長度必須相等。如果長度不相同,結(jié)果則會影響信號的相位求和,并且輸出功率和IP3都要比預(yù)期值要低。為做到這點,下路的ATF-54143逆時針旋轉(zhuǎn)了90°,這樣很容易把上下RF微帶通路復(fù)制出來,從而做到兩路完全相同，實現(xiàn)平衡。

實際測量結(jié)果
得到了完整的電路PCB板后,就要實際測量電路的各個參數(shù),驗證設(shè)計的仿真結(jié)果是否與之相符,是否最終符合表1的設(shè)計技術(shù)規(guī)范。本文所采用的測試儀器是HP8753ES網(wǎng)絡(luò)分析儀和HP8970B噪聲儀。圖8、圖9表達出放大器實測的NF和增益曲線,在帶寬為0.1GHz的頻率范圍內(nèi)NF的值在0.8dB和1.0dB之間,增益在1.97GHz達到最大值15.5dB,在1.99GHz達到了15.3dB。由于NF是在實際PCB板外腔體內(nèi)測得的,包含了同軸連接器的損耗和二級噪聲損耗,其測量指標表明實際的電路NF特性要稍差于模擬特性。圖10是輸入、輸出的回波曲線。當頻點在1.96GHz時,輸入回波為18dB,輸出回波達到22.5dB,放大器的OIP3在直流偏置Vds=3V,Id=60mA時測得值為37dBm,P1dB為21.4dBm。電路在較低的偏置狀態(tài)下Vds=3V,Id=40mA放大器的NF和增益都沒有降低,只有OIP3測出下降為36.5dBm。

從以上結(jié)果可以看出,LNA放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能,完全滿足技術(shù)規(guī)范參數(shù)。
   
本文給出了基于E-pHEMT管ATF-54143和混合耦合器2A1306-3的射頻低噪聲放大器的設(shè)計。仿真分析與測試、測試結(jié)果表明,實際測得的LNA技術(shù)指標能夠與仿真結(jié)果較好地吻合,E-pHEMT管的低噪聲系數(shù)和高OIP3使它在高動態(tài)范圍電路設(shè)計上具有很大的優(yōu)勢,并且該放大器的技術(shù)指標達到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規(guī)范要求,具有很好的應(yīng)用前景。