【導讀】在本系列文章的第一至第四部分中[1-4]，我們從硬件角度分享并廣泛介紹了25 kW電動汽車充電樁的開發(fā)。圖1代表到目前為止所討論的系統(tǒng)。
圖1.25kW電動汽車直流充電樁的高級框圖。
第五部分則將從另一個維度深入探討充電樁設計，我們將針對此類系統(tǒng)的控制策略和算法實現(xiàn)進行探討，并提供實用見解。
我們的目的不是討論控制理論，而是提供第一手詳細信息，介紹開發(fā)團隊所采取的控制硬件和軟件開發(fā)的有益方法，幫助加快固件開發(fā)和驗證過程。這些信息既適用于ARM控制器上的狀態(tài)機，也適用于FPGA上的主控制算法，我們稍后會詳細介紹。
同時，此處描述的特定開發(fā)過程可確保最大限度地減少錯誤，并能及早發(fā)現(xiàn)錯誤，甚至可在提供或設計原型硬件之前。在以下章節(jié)中，我們將介紹實現(xiàn)這種方法的步驟和工具(MathWorks和Xilinx)、功率因數(shù)校正(PFC)的狀態(tài)機和算法模塊，以及DAB轉(zhuǎn)換器的主算法模塊。
控制策略的開發(fā)過程
PFC控制軟件的總體架構(gòu)如圖2所示。該設計的核心是Xilinx的Zynq 7000 SoC，它包含ARM內(nèi)核和FPGA內(nèi)核。Zynq 7000安裝在通用控制器板(UCB)上，該板還包含外設、ADC、多個存儲器板以及SoC和其他元件所需的電源樹。[5]
首先，ARM內(nèi)核運行狀態(tài)機(固件中的高級例程)以及其他輔助任務，包括通信協(xié)議、保護功能等。其次，F(xiàn)PGA充當主控制算法的提供者，運行驅(qū)動轉(zhuǎn)換器的控制環(huán)路，根據(jù)需要處理電源，實現(xiàn)AC-DC轉(zhuǎn)換、PFC并將電壓升壓至所需的直流鏈路電平。因此，F(xiàn)PGA上的“主算法”是狀態(tài)機一個特定狀態(tài)，可稱之為穩(wěn)態(tài)。DAB轉(zhuǎn)換器在ARM內(nèi)核和FPGA之間采用相同的任務分配方式。
圖2.25 kW PFC轉(zhuǎn)換器控制架構(gòu)概覽。任務在UCB上的XilinxZynq 7000的FPGA和ARM MCU之間的分配示意圖。DAB轉(zhuǎn)換器的控制架構(gòu)概覽與此相同。
利用基于模型的測試來揭示控制系統(tǒng)中的錯誤
圖3說明了在整個項目開發(fā)鏈中出現(xiàn)錯誤和檢測到錯誤的典型分布情況?？梢钥吹剑蠖鄶?shù)錯誤是在初期的制定規(guī)格和設計階段引入的；但是，它們大多直到測試后期才被發(fā)現(xiàn)。
圖3.引入的錯誤與檢測到的錯誤。(資料來源：CliveMaxfield和KuhooGoyal的著作，《EDA：電子學的起點》。)
為了解決圖3中呈現(xiàn)的現(xiàn)象，我們采用了一個開發(fā)過程，其目的是在開發(fā)的早期階段檢測到大部分這些錯誤。如果實施得當，從項目資源和時間表的角度來看，這種方法會帶來一些優(yōu)勢，包括：
● 最大限度地降低額外所需硬件迭代的風險。
● 在硬件準備就緒之前，可在很大程度上優(yōu)化控制系統(tǒng)和轉(zhuǎn)換器性能。
● 加速硬件評估階段，最大限度地減少必需對硬件進行的調(diào)整。在原型板生產(chǎn)期間，已經(jīng)執(zhí)行了大量工作。
為此，安森美(onsemi)固件和控制工程師采取基于模型的測試方法，該方法充分利用了MATLAB工具和生態(tài)系統(tǒng)[6]。該方法的成功實施取決于四大關(guān)鍵支柱，開發(fā)人員需要解決以下問題：
● 代表性模型，需確保在可行仿真時間內(nèi)，仿真系統(tǒng)響應與實際系統(tǒng)響應高度匹配。對于PFC電源仿真，在模型精度和仿真時間之間采取了如第三部分所述的類似折衷。
● 在我們的仿真過程和仿真模型中編譯和驗證我們的固件C代碼(狀態(tài)機)。因此，驗證發(fā)生在仿真階段，而不是硬件評估階段。
● FPGAIP內(nèi)核可從經(jīng)過驗證的模型中自動合成生成。這消除了手動編碼錯誤，并支持高級優(yōu)化以最小化FPGA內(nèi)核面積，同時滿足時序約束。
為了加速這些特性的實現(xiàn)，我們充分利用了以下工具的優(yōu)點(如表1所示)。
表1：安森美工程團隊使用的開發(fā)和仿真工具，用于開發(fā)、仿真、部署和測試25 kW快速直流電動汽車充電樁設計的固件。
一步一個腳印。如何開發(fā)仿真模型？
圖4描繪了固件開發(fā)和執(zhí)行過程的簡化流程圖，按表2中總結(jié)的三個主要階段進行劃分。在本文中，只深入討論仿真模型開發(fā)，這是最重要的一個階段。
圖4.25 kW快速直流充電樁固件開發(fā)流程圖。
表2：固件開發(fā)過程的各個階段。
仿真模型開發(fā)階段包括開發(fā)用于驗證系統(tǒng)控制算法的仿真模型(或仿真模塊)。本項目中包含的最重要的模塊是：
● 將在ARM內(nèi)核上運行的C代碼(狀態(tài)機)，通過S函數(shù)塊導入以用于仿真
● 轉(zhuǎn)換器的控制算法(控制環(huán)路)
● 電源轉(zhuǎn)換器，用于對硬件進行建模
● 硬件接口，用于對硬件中的ADC電路進行建模
● 設備模塊、用于PFC的交流設備和用于DAB的直流設備。
在此開發(fā)階段，我們使用“輕”模型(不含改進細節(jié)的代表性模型)，這使我們能夠在各種條件(電網(wǎng)阻抗、電流命令——取決于輸出功率水平的變化——以及其他條件)下運行多種情況/場景，驗證控制器對許多不同場景的響應。因此，在此階段應避免使用開關(guān)模型，因為這些模型包含非常多的細節(jié)，運行模型需要花費大量時間——我們在本系列文章第三部分的電源仿真中對此已經(jīng)有所了解。
我們使用平均開關(guān)等效模型[7]作為替代方案，該模型允許使用FPGAIP內(nèi)核構(gòu)建仿真模塊。同時，我們保留了硬件的所有重要/有影響的特性，以確保仿真的完整性，例如轉(zhuǎn)換器壓降效應、噪聲測量、PWM傳輸和模數(shù)延遲等。
使用MATLAB生成IP的步驟
本章節(jié)進入到詳情部分，將介紹實現(xiàn)特定仿真模型的關(guān)鍵步驟以及如何充分利用MATLAB環(huán)境所提供的功能。圖5顯示了具有表1中介紹的元件的通用電能轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的簡化表示。
圖5.通用電能轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的簡化表示(并非特指25 kW直流充電樁)。
“電源轉(zhuǎn)換器”是模型的核心元件(我們的硬件代表)，“控制器”是相關(guān)的主算法模塊，也是我們正在開發(fā)和評估的算法模塊。最終，通過使用MATLAB仿真生態(tài)系統(tǒng)提供的自動化工具，該算法模塊將轉(zhuǎn)換成FPGAIP內(nèi)核本身。
我們的團隊在模型開發(fā)階段使用了一系列的六個步驟，貫穿至最終的IP生成。這些步驟的概覽參見圖6中的簡化流程圖，其簡要說明如下文所示。
●-步驟1：我們采用雙精度浮點開發(fā)模型，而電源轉(zhuǎn)換器則使用平均模型。如上一章節(jié)所述，在此階段，開發(fā)的模型起著重要作用，既要盡可能輕以允許合理的仿真運行時間，又要足夠準確以反映系統(tǒng)的實際行為。
●-步驟2：我們使用MATLAB提供的自動化工具來生成系統(tǒng)的定點等效模型。此任務采用的工具是MATLABFixedPointDesigner。
●-步驟3：將雙精度變換為定點精度后，運行一次驗證仿真，以確保定點轉(zhuǎn)換不會影響系統(tǒng)的工作行為。
●-步驟4：驗證后，加入要在UCB控制器的ARM內(nèi)核中運行的狀態(tài)機。允許在Simulink模型中模擬手寫C代碼的工具是S函數(shù)。此時，我們應該能夠在合理的仿真運行時間內(nèi)針對多種情況和各種條件測試控制器。在這個過程中，可能會發(fā)生各種重要的子任務。例如，比例積分控制器增益的驗證、控制器負載階躍響應的評估、狀態(tài)機的過電流反應以及錯誤處理等。
●-步驟5：在生成FPGAIP內(nèi)核之前，我們強烈建議針對選定的情況/場景運行一些仿真，將轉(zhuǎn)換器的平均模型替換為開關(guān)模型。這個過程相當耗時，應對極少數(shù)的仿真情況進行重復。然而，重要的是要確?？刂破髅馐苻D(zhuǎn)換器開關(guān)行為所引入的非線性的影響。
●-步驟6：對所開發(fā)的算法有足夠的信心后，我們現(xiàn)在可以使用自動化工具生成FPGAIP內(nèi)核。這個過程顯著減少了編程錯誤，實現(xiàn)了面積優(yōu)化的可合成式RTL，并且滿足時序約束。
圖6.仿真模型開發(fā)階段的六步驟流程圖。為了便于表示，該流程圖中省略了圖5中的“外設”模塊。它所在的位置以及與其他模塊的連接與圖5中的相同。
PFC控制策略：狀態(tài)機和控制環(huán)路
本章節(jié)將詳細介紹PFC的控制策略，包括狀態(tài)機以及控制算法(控制環(huán)路)。狀態(tài)機在UCB的ARM內(nèi)核上運行，控制算法在狀態(tài)機的“直流總線VOLTAGE_CONTROL”狀態(tài)下運行，并在FPGA芯片上實現(xiàn)。
在接下來的章節(jié)中，我們將提供有關(guān)狀態(tài)機和算法功能的更多詳細信息。圖7提供了PFC狀態(tài)機概覽，其中“直流總線VOLTAGE_CONTROL”狀態(tài)以綠色突出顯示，在此狀態(tài)下控制環(huán)路和FPGA將接管控制并運行主算法功能。
圖7.PFC轉(zhuǎn)換器狀態(tài)機概覽。
當向充電樁的輸入連接器提供50 Hz的三相電壓時，由于PFC拓撲的性質(zhì)，輸出總線電容電壓會升高。由于每個MOSFET上都存在寄生續(xù)流二極管，帶有MOSFET的無橋PFC保證了從輸入到輸出的電流路徑。
當MOSFET全部關(guān)斷時，電路板簡化為三相二極管橋。整流后的輸入交流電壓將根據(jù)電源電壓幅度和MOSFET體二極管的正向電壓，被設置為定義的電平。然而，期望在輸入端至少提供一個最小交流電壓。因此，兩個不同線路上的電阻用作浪涌電流限制器。
一旦總線電壓達到230 V，主輔助電源開始工作。該電源與一系列DC-DC穩(wěn)壓器一起，生成為數(shù)字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。有關(guān)PFC功能的更多詳細信息，請參閱安森美AND9957/D車載充電樁PFC轉(zhuǎn)換器應用筆記[8]，其中的實施策略與此25 kW直流充電樁項目相同。
ARM內(nèi)核上的PFC狀態(tài)機實現(xiàn)
如上所述，PFC的狀態(tài)機在UCB的ARM內(nèi)核上運行。其順序從圖7中所示的IDLE模塊開始，然后進入ADC通道中的偏移電壓驗證和輸入電壓監(jiān)控和檢測。這些用于確定三個電壓的頻率和相位角。該相位角將作為系統(tǒng)實現(xiàn)功率因數(shù)校正的基準。
當直流總線電壓達到平坦穩(wěn)定狀態(tài)時，PFC控制器向繼電器發(fā)送指令，旁路浪涌電阻并允許輸出總線電壓進一步升高。但是，電壓增量將低于整流后的輸入電壓幅度√6?VPHrms。PFC控制器將等到總線電壓再次平坦，以便開始控制總線電壓，達到800 V的目標值。不會一步達到目標值，它跟隨一個平滑的斜坡發(fā)生器，使總線電壓值按照參數(shù)化的斜坡上升到最終的800 V。
PFC只實現(xiàn)了一種硬件保護，利用NCD57000DWR2G柵極驅(qū)動器的DESAT功能防止過電流事件。但是，DESAT硬件保護可以與軟件保護相結(jié)合，生成到NAND門的單端輸入，從而為PWM生成提供硬件停止。
只能通過GUI發(fā)送的復位命令或通過斷電/上電序列來復位故障條件，這兩種方式分別代表硬件/軟件復位。有關(guān)PFC功能的更多詳細信息，請參見參考文獻8，它所描述的實施策略與此25 kW直流充電樁項目相同。
FPGA上的PFC主算法和控制環(huán)路
圖8說明了作為完整仿真模型一部分的PFC控制模塊。PFC算法使用七個輸入和三個輸出(概述參見表3)。作為本項目的一部分，我們將運行和測試不同的調(diào)制策略，以評估哪一種策略能在效率和諧波失真方面產(chǎn)生更好的結(jié)果。該控制策略與參考文獻8中描述的策略相同。
圖8.PFC控制算法的高級框圖。
表3：PFC控制算法的輸入和輸出參數(shù)。
圖9作為更深入的研究，詳細顯示了構(gòu)成PFC算法的模塊和關(guān)系。VLINE電壓用于確定交流電壓相量的實際位置。然后，使用角度θ將電流相位延遲調(diào)節(jié)到0°，這是PFC的主要目標。電壓位置用于通過克拉克和帕克變換，從靜止ABC系統(tǒng)參考轉(zhuǎn)換到旋轉(zhuǎn)DQ坐標系(對于PFC，D軸表示相電壓相量的幅值)。
由于角度θ已知，所有電量都可以在DQ系統(tǒng)中表示；這種簡化操作確保能夠使用簡單的比例積分(PI)調(diào)節(jié)器。PI的增益調(diào)整取決于待調(diào)節(jié)設備的傳遞函數(shù)。當可提供一個常數(shù)作為參考量時，PI調(diào)節(jié)器確實可以有效地將誤差調(diào)節(jié)為零，但這些調(diào)節(jié)器不能調(diào)節(jié)交流參考量。
圖9.PFC控制算法的詳細框圖。
在任何情況下，PI調(diào)節(jié)器都需要某種校準，以確保適當?shù)南到y(tǒng)穩(wěn)定性。通常期望電流環(huán)路(內(nèi)部)的響應較快，外部環(huán)路(電壓)的響應較慢。此時值得注意的是，電流控制環(huán)路與PWM同步運行。同步程序確保ADC外設可在PWM載波的準確時間實例中被觸發(fā)，以確保在測量的電流量中自然濾除開關(guān)紋波。
需補充說明的是，由于存在固有的ADC測量延遲，PWM頻率并不完全獨立于控制頻率，該延遲應當足夠小，以保證在開關(guān)周期內(nèi)及時執(zhí)行PFC算法。由于FPGAPFC控制器的延遲非常低，約為150納秒，因此PWM頻率的主要限制因素是ADC采樣和轉(zhuǎn)換時間。一旦有了ADC的數(shù)量，控制實現(xiàn)就很簡單了。
已使用MATLAB對PFC的主要功能進行了廣泛的測試，如“使用MATLAB生成IP的步驟”章節(jié)中所述。使用的Simulink主模型如圖10所示(該模型中唯一缺少的部分是用于測試固件狀態(tài)機的S函數(shù))。圖中對所使用的模塊進行了解釋。
請注意，這一級的模型主要由Simulink模塊組成，包括三相電源轉(zhuǎn)換器的平均模型。PFC的電網(wǎng)和互連濾波器利用
SimscapeElectrical庫中的模型，而直流負載和電容(直流裝置)的建模則是通過LaplaceSimulink模塊的幫助。該模型很輕，可使用傳統(tǒng)的筆記本電腦支持合理的仿真時間，實現(xiàn)0.1秒的仿真只需不到1分鐘的時間。
圖10.主PFC控制器Simulink模型。直流設備模塊(簡單的電阻和電容)用作測試PFC算法功能的負載，并不代表實際DAB轉(zhuǎn)換器的模型。
DAB轉(zhuǎn)換器控制策略和磁通平衡技術(shù)
DAB轉(zhuǎn)換器控制策略的實施遵循與PFC類似的過程。在本章節(jié)中，我們將討論轉(zhuǎn)換器的控制算法以及磁通平衡技術(shù)。在撰寫本文時，需要重新設計轉(zhuǎn)換器的Simulik模型，以便為HDL編碼器做好準備，并且DAB的平均模型尚未最終確定(我們尚處于圖4的步驟6中)。
從控制算法開始，在可用控制技術(shù)中，最著名的技術(shù)可能是固定頻率相移技術(shù)。圖11顯示了這些技術(shù)的分類，其中單相移(SPS)是最簡單的一種。事實上，控制器的簡單性正是該技術(shù)的主要優(yōu)點，但其代價是轉(zhuǎn)換器中電流循環(huán)的增加，以及在更嚴格的工作范圍內(nèi)才可能實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)。這兩個缺點肯定會影響系統(tǒng)的效率。
基于SPS的兩種替代方案是擴展相移(EPS)和雙相移(DPS)技術(shù)，它們能夠更有效地利用轉(zhuǎn)換器，減少了循環(huán)電流并擴展了ZVS的工作范圍。但這些改進的代價是系統(tǒng)需要添加額外控制，增加了復雜性。
最后，三重相移(TPS)技術(shù)是SPS、EPS和DPS的統(tǒng)一版本。從這個角度來看，SPS、EPS和DPS都可以從TPS派生得到，可以視為TPS的特例或子情況。圖12-14分別說明了SPS、EPS和DPS的工作原理。
圖11.不同相移技術(shù)的分類。三重相移(TPS)是其他技術(shù)的統(tǒng)一版本，其中的每一種技術(shù)都可以視為TPS的子情況。
圖12.單相移(SPS)技術(shù)。(資料來源：“用于高頻鏈路功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的雙有源橋隔離型雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器概述”[9])
圖13.雙相移(DPS)技術(shù)。(資料來源：“用于高頻鏈路功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的雙有源橋隔離型雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器概述”[9])
圖14.擴展相移(EPS)技術(shù)。(資料來源：“用于高頻鏈路功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)的雙有源橋隔離型雙向DC-DC轉(zhuǎn)換器概述”[9])
在本系列文章的第四部分中，我們注意到，DAB轉(zhuǎn)換器的電源仿真是使用SPS進行的。稍后，我們將在硬件原型上測試更先進的技術(shù)，并評估每種技術(shù)將帶來的優(yōu)勢。
最重要的可能改進將是轉(zhuǎn)換器效率提升。此外，還有可能降低變壓器中的勵磁峰值電流(IM)，這將允許使用更緊湊的變壓器和電感。
控制算法和通量平衡模型模塊
DAB的控制原理如圖15所示。控制器的目標是為電池生成所需的輸出電壓或電流。
圖15.DAB控制算法的框圖。變壓器磁通平衡算法也包含在其中。
基本概念很簡單：將測得的輸出電壓(或電流)和目標值都饋送至輸入PI控制器。PI控制器的輸出試圖通過產(chǎn)生所需的Δφ(即DAB的初級交流電壓和次級交流電壓之間的角度相位差)，消除它們之間的誤差，以驅(qū)動初級側(cè)和次級側(cè)的PWM。由于輸出電容的存在，控制環(huán)路很慢，但考慮到電池充電的緩慢動態(tài)行為，這不是問題。
需補充說明的是，自適應PI增益對補償陡峭的Vout/ΔΦ斜率的重要性?？墒褂眉儽壤刂破?相對PI而言)作為替代方案。不過，工程團隊需要對這方面進行進一步研究。
DAB控制算法中一個值得詳細闡述的有趣部分是通量平衡功能。這項技術(shù)在第四部分中介紹過，它可以補償換流變壓器中的任何直流分量，防止勵磁電流的累積和磁芯飽和。
圖16顯示了用于在25 kW DAB變壓器中實現(xiàn)磁通補償概念的Simulink模型。該模塊具有三個輸入和一個輸出。初級和次級變壓器電流和同步(sync.)脈沖是該模塊的輸入。該模塊的輸出用于調(diào)整變壓器初級側(cè)PWM的占空比。
圖16.磁通補償框圖。
磁通平衡模塊由變壓器的次級PWM同步脈沖觸發(fā)(在轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率下)，這意味著饋入模塊的交流電流所需的采樣頻率應該(至少)是轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率的兩倍。具體來說，同步脈沖是用于驅(qū)動次級側(cè)第一個橋臂的高壓側(cè)開關(guān)的那些PWM的脈沖。然后借助采樣的輸入電流，通過簡單的計算得到DAB變壓器的勵磁峰-峰值電流。
隨后，由相同的同步脈沖觸發(fā)采樣保持(S&H)電路，計算要復制的勵磁電流的開關(guān)平均值。最后，將估計的勵磁平均電流饋送到比例(P)控制器，該控制器將生成調(diào)整初級側(cè)PWM占空比的命令。圖17顯示了在仿真中實現(xiàn)的通量平衡算法的功能。
圖17.當DAB的磁通補償算法無效(左)和有效(右)時，仿真的變壓器勵磁電流(IM)。當沒有運行磁通平衡技術(shù)時，剩余直流電流會在每個開關(guān)周期內(nèi)累積，最終會使磁芯飽和。
有效實施磁通平衡技術(shù)的一個關(guān)鍵因素是所需的電流采集帶寬。如上所述，待測和待作用電流的開關(guān)頻率為100 kHz，因此系統(tǒng)至少應該能夠在200 kHz下進行測量。所以值得運行仿真，以確保所選電流傳感器不會引入明顯的測量誤差，從而破壞磁通補償實施。
所選電流傳感器(LEM)指定帶寬為300 kHz。必須考慮到，當采樣頻率接近300 kHz時，會出現(xiàn)增益衰減，并且與任何采集系統(tǒng)一樣，可能會出現(xiàn)相位滯后。因此，盡管300kHz乍看之下似乎提供了足夠的空間，但還是建議運行仿真。使用/不使用有限LEM帶寬的采樣電流如圖18和19所示。(請注意，在本例中，我們尚未激活磁通補償，因此勵磁電流增長非常大。)
在圖19中，可以觀察到幅度和相位存在非常小的誤差，但幾乎可以忽略不計。算法中包含的兩次采樣方法(每個開關(guān)周期測量兩次電流)也會有助于減輕誤差。無論是哪種情況，我們已經(jīng)在圖17中看到磁通平衡可正常工作。
下示仿真應該在圖17中給出的結(jié)果之前運行或同時運行。因此，可以使用帶寬約為300 kHz的傳統(tǒng)LEM傳感器。圖20說明了估計的開關(guān)平均電流、實際勵磁電流(IM)以及同步脈沖。
圖18.帶/不帶LEM電流傳感器效應的初級和次級電流測量。磁通平衡算法在此仿真中不工作。
圖19.帶/不帶LEM電流傳感器效應的初級和次級電流測量。
圖20.估計的總勵磁電流(帶LEM電流傳感器效應)、估計的開關(guān)平均值(帶LEM傳感器效應)和同步脈沖。磁通平衡算法在此仿真中不工作。
總結(jié)
正如在本討論開始時所觀察到的，我們在此采取了與本系列文章前幾部分不同的角度，深入研究了控制策略的實現(xiàn)，以及如何對其優(yōu)化和加速。本文介紹了安森美工程團隊遵循的有益方法，該方法有助于在仿真階段、硬件生產(chǎn)之前，及早調(diào)試和識別錯誤。
此外，此方法加快了將ARM內(nèi)核和FPGA相結(jié)合的混合控制器的控制開發(fā)。最后，它通過在Simulink中創(chuàng)建的仿真模型自動生成FPGAIP，為不是FPGA開發(fā)專家的固件工程師使用FPGA提供了便利。毋庸置疑，當可以將固件部署到板上并驗證實際完整系統(tǒng)時，則可以進行控制算法的實際驗證。
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