【導(dǎo)讀】SiC MOSFET短路時間相比IGBT短很多，英飛凌CoolSiC? MOSFET單管保證3us的短路時間，Easy模塊保證2us的短路時間，因此要求驅(qū)動電路和的短路響應(yīng)迅速而精確。今天，我們來具體看一下這個短而精的程度。

圖1是傳統(tǒng)典型的驅(qū)動芯片退飽和檢測原理，芯片內(nèi)置一個恒流源。功率開關(guān)器件在門極電壓一定時，發(fā)生短路后，電流不斷增加，導(dǎo)致器件V_CE電壓迅速提升至母線電壓，高壓二極管被阻斷，恒流源電流向電容C_DESAT充電，當(dāng)上電容C_DESAT的電壓被恒流源充至大于比較器參考電壓后，觸發(fā)驅(qū)動器關(guān)閉輸出。這樣在每一次IGBT開通的初始瞬間，即使V_CE還沒有來得及下降進入飽和狀態(tài)，電容C_DESAT上的電壓也不會突變。恒流源將電容C_DESAT充電至比較器參考電壓需要一段時間，這段時間我們叫它消隱時間，它直接影響了短路保護的時間。消隱時間可由下式進行計算：

U_{C_DESAT}的大小是驅(qū)動芯片設(shè)計的參考電壓決定的，把它當(dāng)常數(shù)對待。從以上公式可以看出，恒流源的電流I越大，充電時間越短，對短路的響應(yīng)越快。雖然理論上減小電容也是可以實現(xiàn)減少充電時間的，但是由于集成在驅(qū)動芯片內(nèi)的恒流源電流本身就很小，也就幾百個μA，而短路的保護通常只有幾個μs，所以這個電容也就只能幾百個pF。事實上電路板布線的寄生電容可能也有幾十pF，而且減小電容易受干擾導(dǎo)致短路誤報。下面我們來具體計算一下。

圖1

之前已經(jīng)給出了短路時間的理論公式，但在實際應(yīng)用時，無論是恒流源電流值、電容值還是參考電壓值都會有波動，比如溫度變化就能引起數(shù)值偏差。表1是英飛凌產(chǎn)品1ED020I12-F2的偏差值，把所有的這些偏差疊加一起得到如下Δt的短路時間偏差值：

表1

加上芯片里有些系統(tǒng)濾波時間和響應(yīng)時間，如短路時序圖2中T_DESATleb和T_DESATOUT。具體數(shù)值可以在驅(qū)動芯片的規(guī)格書里找到，我們就得到了相對考慮全面的短路保護時間T_SCOUT。以1ED020I12-F2為例，T_DESATleb和T_DESATOUT分別是400ns和350ns。

圖2

因為要適配碳化硅器件的額短路保護，追求快的短路保護時間，所以選用56pF作為C_DESAT電容，且假設(shè)容值的偏差是10%，即+/-5.6pF。

通過以上計算可以看到，使用傳統(tǒng)的退飽和短路檢測，2us的短路響應(yīng)時間就是一個非常極限的值了。根據(jù)經(jīng)驗，電路板的布線電容可能都會由50pF呢，所以才選56pF來計算而沒有用更小值。

接下來再來看一下英飛凌的新產(chǎn)品1ED34XX在短路檢測時間上有怎樣的不同之處。這款產(chǎn)品還是退飽和短路檢測的思路，但是可以不需要使用消隱電容了，如圖3。它的短路保護時序由圖4展示。其中最初的消隱時間T_DESATleb是可以通過外圍電阻配置，得到固定且精準的400ns、650ns或者1150ns，偏差在10%以內(nèi)。然后就正常開通電壓，如果發(fā)生短路情況，V_CE迅速上升到達閾值，繼而進入一個濾波時間T_DESATfilter，它的值也可以通過外圍電阻配置的，可以得到分布在225ns~3975ns區(qū)間里的9個時間之一，偏差也在10%以內(nèi)。

圖3

圖4

這樣1ED34XX總的短路時間為：

其中333ns是芯片感知短路到芯片輸出關(guān)斷信號的系統(tǒng)延時。雖然該芯片也是可以外加電容來增加短路保護時間的，上面式子里的T_SC就是電容帶來的時間，過程在之前1ED020I12-F2的短路說明里介紹過了。不過為了滿足碳化硅MOS的短路保護時間，我們選擇使用最小時間配置，也就是不使用外置電容，另外也把規(guī)格書里的偏差時間（表2）考慮上?？梢缘贸觯?/p>

表2

哇！才1us的短路保護響應(yīng)時間呢，即使考慮后面再給個1us的軟關(guān)斷時間，依然可以在2us內(nèi)實現(xiàn)短路保護，如此精準快速，為您的碳化硅MOS保駕護航！不愧是新一代的驅(qū)動神器??！除了這款用電阻配置的1ED34XX系列驅(qū)動產(chǎn)品，英飛凌另外還有帶I²C口的數(shù)字控制型驅(qū)動芯片1ED38XX，擁有更多變的短路模式，不僅能實現(xiàn)短路保護還能進行過流監(jiān)測。

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