【導(dǎo)讀】功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步，最大化地從電源汲取實(shí)際功率。 在完美的 PFC 電路中，輸入電壓與電流之間為純電阻關(guān)系，無任何輸入電流諧波。 目前，升壓拓?fù)涫?PFC 最常見的拓?fù)洹Ｔ谛屎凸β拭芏鹊谋憩F(xiàn)上，必須要走向無橋型，才能進(jìn)一步減少器件使用，減少功率器件數(shù)量與導(dǎo)通路徑上的損耗。 在其中，圖騰柱功率因素校正電路（totem-pole PFC）已證明為成功的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其控制法亦趨于成熟。
1.前言
功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步，最大化地從電源汲取實(shí)際功率。 在完美的 PFC 電路中，輸入電壓與電流之間為純電阻關(guān)系，無任何輸入電流諧波。 目前，升壓拓?fù)涫?PFC 最常見的拓?fù)?。在效率和功率密度的表現(xiàn)上，必須要走向無橋型，才能進(jìn)一步減少器件使用，減少功率器件數(shù)量與導(dǎo)通路徑上的損耗。 在其中，圖騰柱功率因素校正電路（totem-pole PFC）已證明為成功的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其控制法亦趨于成熟。
一般而言，超級(jí)結(jié)MOSFET（Super junction MOSFET）在圖騰柱的應(yīng)用，尤其是針對連續(xù)導(dǎo)通模式，效能將會(huì)大打折扣。原因是在控制能量的高頻橋臂在切換過程中產(chǎn)生的硬切損耗與寄生二極管的反向恢復(fù)損耗。為克服此應(yīng)用問題，目前在市面上采用的對策多為采用寬禁帶半導(dǎo)體。
為了實(shí)現(xiàn)在圖騰柱PFC使用常見的開關(guān)器件，本文介紹預(yù)充電電路的解決方案。 相較采用寬禁帶半導(dǎo)體，此方案的功率半導(dǎo)體器件較普遍且容易取得，提供給使用者做為設(shè)計(jì)參考。
2.基本工作原理
在介紹新方法之前，首先介紹超級(jí)結(jié)半導(dǎo)體開關(guān)切換瞬時(shí)特性。因?yàn)榘雽?dǎo)體設(shè)計(jì)趨勢仍在降低開關(guān)損耗以提升產(chǎn)品功率密度，即降低在開關(guān)切換過程中V-I 交越的損耗，常見半導(dǎo)體廠商的做法為將開關(guān)等效輸出電容（Coss）特性設(shè)計(jì)為非線性曲線：在低壓時(shí)，Coss值較大，隨著電壓提升，在接近于中壓時(shí)電容值急劇降低，如下圖左Coss特性曲線（本文皆以英飛凌CoolMOS為范例），如此可減少V-I交越的損耗面積。 隨著制程技術(shù)演進(jìn)，Coss變化曲線變壓更為急劇，這在新老代的MOSFET可明顯比較出性能差異。如下圖右為比較新老代MOSFET的Coss特性與開關(guān)損耗的差異。
圖1：Coss曲線和開關(guān)損耗比較
針對半橋的應(yīng)用，兩顆特性相同MOSFET 橋接后的出電容特性如下圖2。 在半橋應(yīng)用普遍重視零電壓切換，因?yàn)镸OSFET總輸出電容的儲(chǔ)能損耗(Qoss)與反向恢復(fù)特性（Qrr）將大幅增加半橋架構(gòu)在硬切換時(shí)的損耗。在半橋中如圖所示的等效輸出電容最大值則發(fā)生在任一臂開關(guān)為0V的狀態(tài)，隨著任一橋臂電壓提升至20~30V左右，等效輸出容值則急劇降低，此特性將用于接下來將介紹的補(bǔ)償電路。
圖2：半橋CoolMOS Coss電壓變化曲線
下圖3為預(yù)充電電路 的范例。在該拓樸中，二極管模式開關(guān)的硬換向發(fā)生于每個(gè)開關(guān)切換周期。在有的半橋結(jié)構(gòu)中，考慮在電感中累積的能量，在Q1關(guān)閉之后Q2通常會(huì)工作在軟開關(guān)（Soft Switching）狀態(tài)。然而，當(dāng)Q2關(guān)斷時(shí)，由于電感電流連續(xù)的特性，使得此電流流過其本體二極管。 當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，則會(huì)發(fā)生Q2體二極管電流的硬換向。
圖3：針對圖騰柱架構(gòu)高頻半橋預(yù)充電動(dòng)作示意圖
通過加入的預(yù)充電電路，在二極管模式下工作的MOSFET便可以在通道開啟前預(yù)充至特定的電壓，例如24V。 如此便可大幅的降低 Qoss及Qrr相關(guān)的損耗。 因此可以大幅提高CoolMOS在CCM Totem Pole PFC的整體性能。
建議的預(yù)充電解決方案需要為半橋中的每個(gè)功率開關(guān)器件配備額外的器件：高壓肖特基二極管（圖中的D1和D2）和一個(gè)低壓的MOSFET（圖中的Q3和Q4）。另外還需要兩個(gè)電壓源來驅(qū)動(dòng)半橋和低壓MOSFET（13V）以及MOSFET漏-源端電壓（24V）。 此外，驅(qū)動(dòng)器輸入端包含的Rx-Cx和Ry-Cy濾波器為PWM信號(hào)設(shè)定正確的時(shí)序，不需額外的控制信號(hào)。
圖4：圖騰柱架構(gòu)預(yù)充電電路時(shí)序控制圖
主要波形如圖4所示。在t0之前的狀態(tài)下，電感器通過Q1充電，一旦Q1關(guān)閉，電感電流就會(huì)流過Q2，首先通過其本體二極管，然后在Q2開啟后流過器件通道。 因此，在Totem pole PFC中，Q2開啟時(shí)工作在零電壓（ZVS）開關(guān)。 在t0時(shí)，PWM A 信號(hào)置低，經(jīng)過一定的延遲時(shí)間后（Ry與Cy的延遲） ，Q2的柵源極電壓信號(hào)（VGS）也在t1置低。 在半橋的死區(qū)（Dead time）時(shí)間內(nèi)（t1到t2），電感電流通過Q2的體二極管續(xù)流。在t2之前，Q2的VDS被鉗位到地并且所有自舉電容器（CHS_P除外）都被驅(qū)動(dòng)電壓和24V電壓充電（圖五a與b）。 然后在死區(qū)時(shí)間（Dead Time）后，PWM B 置高，通過Cx、Rx 產(chǎn)生Q4的短暫柵極電壓。因此，預(yù)充電的Q4會(huì)在t2開啟（圖五c），預(yù)充電電流流經(jīng)Q4到D2到Q2的網(wǎng)絡(luò)中，這種預(yù)充電流的的幅度必須高于流經(jīng)Q2體二極管的續(xù)流電流。 在預(yù)充電流結(jié)束時(shí)（t3），Q2的漏-源極電壓被預(yù)充電至24V。
如圖4所示，預(yù)充電電流波形有兩個(gè)峰值脈沖：第一個(gè)在t2和t3之間，與Q2的Coss有關(guān)。 第二個(gè)在t3和t4之間幅度較小，是由預(yù)充電回路的雜散電感諧振形成。 Q1被延遲到t4 開啟，此時(shí)Q2的Coss已經(jīng)被24V所耗盡了。如圖五d所示，當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，用于Q3的自舉電容從Q1的自舉電容充電。從圖四可以看出，在Q1或Q2開啟時(shí)，預(yù)充電的Q4 或Q3都尚未關(guān)閉，如此為保證Q1或Q2開啟瞬間的低損耗。如果此脈沖過短，則Q2在開啟瞬間發(fā)生硬換向的可能性很高。 如果其在多個(gè)連續(xù)事件期間發(fā)生，則會(huì)產(chǎn)生破壞性的結(jié)果。
當(dāng)PWM B信號(hào)置低時(shí)，與之前類似，Q1會(huì)延遲到t5才關(guān)閉（Ry與Cy的延時(shí)）。在通道關(guān)閉后，Q1的Coss會(huì)充電到400V 而Q2的Coss將放電到0V，從而使Q2產(chǎn)生零電壓開關(guān)（ZVS）。PFC 應(yīng)用中的開關(guān)到二極管切換就是這種情況。在這種情況下，高壓側(cè)開關(guān)（CHS_DP到Q3到D1）的預(yù)充電電路不會(huì)對基于MOSFET的半橋電路工作造成任何影響。
當(dāng)負(fù)載或電感電流足夠高時(shí)，會(huì)使Coss充分被充放電，進(jìn)而達(dá)到零電壓開關(guān)（ZVS）的目的。但是，如果電感電流不足以對半橋等效的Coss進(jìn)行充放電時(shí)，則會(huì)發(fā)生硬開關(guān)?？梢詤⒖紙D4中t5后的虛線。在這種狀況下，施加到Q3的脈沖電壓通過D1將Q1的Coss充電至24V。一旦Q2導(dǎo)通，其漏源極電壓將再次下降到接近于零，實(shí)現(xiàn)比較平滑的開關(guān)到寄生二極管的切換。
圖5：預(yù)充電電路增加預(yù)充電電路的硬換向瞬態(tài)工作示意圖
3.測試結(jié)果
本章節(jié)展示了3300W無橋CCM Totem pole PFC評(píng)估板的規(guī)格與性能。此評(píng)估板實(shí)現(xiàn)了本文中介紹的預(yù)充電電路并使用600 V CoolMOS CFD7來實(shí)現(xiàn)CCM Totem pole PFC，其寄生二極管特性為低反向恢復(fù)電荷，在極端條件下硬開關(guān)不易損壞。 如圖六為完整電路圖，高頻部分并聯(lián)使用CoolMOS IPT60R090CFD7，預(yù)充電電路使用BSZ440N10S3。
圖7 為評(píng)估板穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)條件下的性能和規(guī)格。轉(zhuǎn)換器工作在65kHz開關(guān)頻率，僅適用于高壓單電壓輸入。 最低交流輸入電壓為176Vac rms。
圖6：評(píng)估板電路圖
圖7：性能規(guī)格表
下圖為穩(wěn)態(tài)效率實(shí)測結(jié)果，顯示了在不同交流電壓下的效率測量值，此測量結(jié)果包含控制器及風(fēng)扇的基本損耗（6W aux power）。
圖8：穩(wěn)態(tài)效率測試結(jié)果
下圖為Totem Pole PFC 的主要工作波型，其中還包含了預(yù)充電電路的波形。 由波形可見預(yù)充電電流只出現(xiàn)在相應(yīng)的交流周期中，對相反的交流周期沒有影響。
圖9：穩(wěn)態(tài)輸入電壓、電感電流與預(yù)充電電流波形
圖10和圖11分別顯示了0A 和23A電感電流的漏-源電壓波形（滿載穩(wěn)態(tài)操作下），包含必要的預(yù)充電電流波形。 測量的波形與上一章節(jié)所示的電壓電流預(yù)充電波形（圖四）吻合。
圖10: 空載的預(yù)充電電流瞬時(shí)波形
圖11：滿載的預(yù)充電電流瞬時(shí)波形
4.結(jié)論
本文介紹了以MOSFET實(shí)現(xiàn)無橋連續(xù)導(dǎo)通模式圖騰柱PFC的解決方案，該方案在1U的外型尺寸和80W/inch3的功率密度下實(shí)現(xiàn)了99%的峰值效率。此評(píng)估版采用英飛凌600V CoolMOS CFD7系列MOSFET和預(yù)充電電路。 該預(yù)充電電路通過低壓電壓源提供電荷降低Qoss 和Qrr的損耗，在前文已介紹預(yù)充電的工作原理供讀者知悉。CoolMOS CFD7和預(yù)充電電路的組合，以及為低頻橋臂選用的CoolMOS? S7，以高性價(jià)比電路展現(xiàn)高性能效率水平。 此外，盡管預(yù)充電電路增加了半導(dǎo)體器件數(shù)量，但輔助電路皆可使用貼片型封裝，因此可以實(shí)現(xiàn)高功率密度的電源設(shè)計(jì)。
5.參考文獻(xiàn)
1. Evaluation board EVAL_3K3W_TP_PFC_SIC
2. Design guide MOSFET CoolMOS? C7 600V
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