LD的驅動電流要求非常高，必須是低噪聲、穩(wěn)定度高的恒流源，一般電源很難滿足要求。此外，瞬態(tài)的電流或電壓尖峰脈沖，以及過流、過壓都會損壞半導體激光器。

系統(tǒng)總體設計

恒流源一般采用集成運算放大器和一些分立元器件及單片機構成的“壓控恒流源”方法實現(xiàn)，與純模擬元件構成的恒流源相比，這種方法在恒流精度和線性度上都有明顯的提高。但是該方法中單片機是用作顯示與控制電壓的給定，并未對輸出電流實時檢測和控制，屬于開環(huán)控制系統(tǒng)，影響了恒流源的穩(wěn)定性及精度。該系統(tǒng)由“壓控恒流”電路、信號采樣和調理電路、保護電路、鍵盤、LCD顯示、RS 232通信接口以及DSP處理器等環(huán)節(jié)組成，系統(tǒng)結構框圖如圖1所示。

圖1：系統(tǒng)結構框圖

通過鍵盤輸入給定，并在LCD上顯示，同時經F2812運算處理后輸出相應占空比的PWM信號。PWM經低通濾波器、放大調理后實現(xiàn)D／A變換并作為“壓控恒流”模塊(V-I Constant Current)的控制電壓實現(xiàn)“壓控恒流”。F2812實時對輸出的電流采樣，采樣數(shù)據(jù)經數(shù)字濾波、分析處理后與給定電流值相比較，得到差值作為PI調節(jié)算法表達式中的輸入量，通過PI運算得到控制量Uk來調整PWM的輸出實現(xiàn)恒流。

系統(tǒng)硬件設計

直流電源模塊實現(xiàn)

直流電源模塊主要由變壓、整流、濾波、穩(wěn)壓和“擴流電路”組成。直流電源模塊如圖2所示。+15 V用于“壓控恒流模塊”和運算放大器供電；-15 V用于運算放大器負電源供電；+5 V用于數(shù)控模塊供電。將+5 V用高精度、高穩(wěn)定性的穩(wěn)壓芯片穩(wěn)壓后再為DSP處理器供電。

圖2：直流電源電路

“擴流電路”由電阻Rp3和大功率達林頓管TIP147組成，調節(jié)Rp3可使+15 V電流得到2 A以上的大電流輸出。為減少直流電流中紋波采用RC-π型有源濾波方法，變阻Rp1，Q1，C3與Rp2，Q2，C4組成兩個RC濾波電路分別對+15 V和-15 V電源高效濾波。為NPN型晶體管，利用晶體管的電流放大作用可以間接增大濾波電容的容值。

假若Q1和Q2放大倍數(shù)為β1和β2，則Q1，Q2基極電容C3，C1等效到射極，分別就為(1+β1)C3和(1+β2)C4，從實現(xiàn)大電阻大電容濾波并減小了電路的體積。圖中D5，D6為電源故障顯示，D7和D8起保護穩(wěn)壓器LM7815，LM7915的作用。當輸出端有負載時，如果LM7915穩(wěn)壓器的輸入端開路，這時LM7915無輸出，+15 V經負載加到LM7915的輸出端以致?lián)p壞LM7915。LM7815的保護原理相同。

恒流源模塊實現(xiàn)

“壓控恒流”是通過控制輸入電壓的變化控制輸出電流。恒流源電路原理如圖3所示。通過硬件電路實現(xiàn)閉環(huán)負反饋，即內閉環(huán)。圖3中電阻Rs，R4，R5，RF和運放U5構成反饋網(wǎng)絡。假若運放U4是理想的，設輸入電壓為Vs，輸出電壓為Uo。由運放“虛短”可得：

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圖3：恒流源與信號調理電路

Rs，R5，Rf不變時，輸入電壓Vs恒定輸出電流Io恒定。運放U4，U5，電阻Rs，R5，Rf自身的穩(wěn)定性恒流源的穩(wěn)定性起決定性作用。因此，U4，U5選用高精度運放OP-27，其漂移僅為O.2μV／℃，最大噪聲電壓為O.25μV。R5，Rf選用溫漂系數(shù)低、精度較高的電阻。采樣電阻Rs選用阻值為0.01 Ω大功率錳銅絲電阻，其精度為1％。Q5為大功率達林頓管2SD1559，由于集成運算放大器一般工作在小電流狀態(tài)，因此用一個小功率晶體管Q4(9014)驅動Q5。C15,C16，D9，L1構成低通濾波以減少電源中高次諧波對LD的影響，D5在Q5截止時起到扼制流作用。

A／D與D／A模塊實現(xiàn)

F2812芯片內置12位ADC(模／數(shù)轉換器)，輸入電壓為0～3 V，12位的ADC采樣的分辨率為(3.0 V-O V)／212=0.73mV。F2812根據(jù)預置的電流值對PGA103的A1A0引腳置位(A1A0=OO，A1A0=01，A1A0=10分別對應的放大倍數(shù)為1，10，100)，信號調理如圖3所示。F2812內沒有配置DAC模塊，要實現(xiàn)D／A功能需要外接D／A轉換芯片，轉換精度與芯片的價格成正比關系，這無疑增加了硬件成本。F2812芯片提供的PWM信號，是一種周期和占空比均可變、高電平VH=3．3 V，低電平VL=O V的脈寬調制(PWM)信號。由傅里葉變換可知，對于以時間軸原點為對稱點的、單極性的PWM信號可寫成表達式：

式中：T為信號周期；n=±1，±2，±3±…；An，Bn為各自獨立的傅里葉系數(shù)。

由式(3)可知只要將高頻直流分量An濾除，改變PWM信號占空比q(q=O～1)時，可以得到輸出電壓O～3.3 V。由于三階低通濾波器較之于一階與二階低通濾波器有更好的性能。采用“歸一化”方法設計一個Butterworth三階反饋有源低通濾波器，如圖4所示。低通濾波器的傳遞函數(shù)表示為：

式中：G，bn-1，…，b0為適當選擇的常數(shù)。低通濾波器要滿足式(4)必須具備以下條件，

由歸一化方法可得，將截止頻率fc(Hz)和電容C21都歸一化，所以電阻系數(shù)為K=100／fcC''，C''是以μF為單位的C21值，要使增益G=2時。由文獻[6]中表2-54可知，K=1時所對應電阻R6～R10電容C22～C23(μF)的系數(shù)分別為2.491，2.339，0.692，11．043，11.043，C21，C21。選擇fc=1 000，C''=O.01時， R6～R10，C21～C23分別為24.49l，23.39，6.92，110.43，110.43，O.01，O.01，O.01。經EWB仿真軟件仿真可知該三階濾波電路得到很好的濾波性能，ButterWorth濾波在通帶內沒有紋波，這使得PWM到D／A變換精度上得到保證，仿真結果如圖4所示。

圖4：三階反饋有源濾波幅頻特性