中心議題：

• 基于降壓型LED恒流驅(qū)動的滯環(huán)控制電路設計
• 滯環(huán)控制電路設計與原理分析

解決方案：

• 滯環(huán)比較電壓產(chǎn)生電路設計
  
• 運放實現(xiàn)電路設計
  
• 平均驅(qū)動電流設定
  

本文設計了一款降壓型LED恒流驅(qū)動芯片的滯環(huán)控制電路。 該芯片采用高邊電流檢測方案，運用滯環(huán)電流控制方法對驅(qū)動電流進行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅(qū)動電流。 設計采用簡單的設計理念實現(xiàn)恒流驅(qū)動，不需要復雜的電路分析，能實現(xiàn)精確的電流控制，且自身具有穩(wěn)定性。 芯片采用0. 5μm 5V/ 18V/ 40V CDMOS 工藝研制，電源電壓范圍為4.5V~28V ,工作溫度-40 ℃~125 ℃，可為LED提供恒定的350mA 驅(qū)動電流，通過調(diào)節(jié)外部檢測電阻，可調(diào)節(jié)恒定L ED 驅(qū)動電流。 外部提供DIM 信號，通過DIM 的占空比來調(diào)節(jié)LED的亮度。 Hspice 仿真結果顯示：LED 驅(qū)動電流為滯環(huán)變化的三角波，恒流精度小于6. 2 %。

1  引言

目前，L ED 的驅(qū)動方式有恒壓和恒流驅(qū)動兩種，其中，恒流驅(qū)動是常用方式。 恒流驅(qū)動消除溫度和工藝等因素引起正向電壓變化所導致的電流變化，保證恒定的L ED 亮度。 在L ED 恒流驅(qū)動控制模式中，滯環(huán)電流控制模式具有諸多優(yōu)點： 結構簡單、自穩(wěn)定、不易因噪聲而發(fā)生不穩(wěn)定振蕩等，使用日益廣泛。 MAXIM 公司的MAXIM16819 就是L ED 恒流驅(qū)動芯片。

文中實現(xiàn)了一種簡單的滯流控制模塊，通過模塊內(nèi)部自建滯環(huán)比較電壓， 結合DIM 控制端的PWM 信號控制功率開關管的通斷，實現(xiàn)對L ED 的恒流控制。

2  電路設計與原理分析

2. 1  滯環(huán)控制原理
滯流控制模塊應用如圖1 所示，L ED 驅(qū)動電流的變化反應在檢測電阻RSENSE兩端的壓差變化上。 本設計中，檢測電阻設為0. 5Ω ,較小的檢測電阻有利于降低功耗和保持較高的轉(zhuǎn)換效率。 滯環(huán)電流控制模塊內(nèi)部自建兩個電壓閾值，檢測電壓Vcs與閾值電壓進行比較，比較結果和DIM 調(diào)光信號相與來控制功率開關管的通斷。

圖1  滯流控制模塊應用圖示

使用PWM 調(diào)光， 在減少電流占空周期內(nèi)給L ED 提供完整電流， 例如要將亮度減半， 只需在50 %的占空周期內(nèi)提供完整的電流。 通常PWM 調(diào)光信號的頻率會超過100Hz ,以確保這個脈沖電流不會被人眼所察覺。

滯流控制模塊內(nèi)部電路如圖2 所示，當DIM 信號為高電平期間，當Vcs 大于上電壓閾值時，控制電路輸出低電平，關閉功率開關管。 由LED、電感L 、續(xù)流二極管D 和RSENSE組成的回路使得電感繼續(xù)為L ED 提供電流，電感電流逐漸減小，使得檢測電壓Vcs 隨之減小；當Vcs 小于下閾值電壓時，控制電路輸出高電平，導通功率開關管，此時D 截止，形成從電源經(jīng)RSENSE、L ED、L 和功率開關管到地的回路，電源為電感L 充電，電感電流上升，檢測電壓Vcs隨之升高。 Vcs 大于上電壓閾值時，控制電路關斷開關管，重復上個周期的動作，這樣就完成了對L ED驅(qū)動電流的滯環(huán)電流控制，使得流過L ED 的驅(qū)動電流，也就是電感電流的平均值恒定。

圖2 　滯流控制模塊內(nèi)部模塊

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2. 2  滯環(huán)比較電壓產(chǎn)生電路
4. 5V~28V 的輸入電壓經(jīng)調(diào)整轉(zhuǎn)換為5V 的恒定電壓Vcc 為后續(xù)電路供電。 如圖3 所示，A 點電位受運算放大器鉗制，將等于參考電壓1. 2V ,假設輸出V out 為高電平，則M2 導通，流過M1 的電流為IM1 = V ref / R2 ,B 點的電壓為V BL = V in - IM1 R1 ;當V out為低電平，M2 截止，流過M1 的電流變?yōu)镮′M1= V ref / （ R2 + R3 ） ,B 點電壓升高為V BH = V in -I′M1 R1 ,所以B 點電壓的變化為ΔV B = V BH - V BL= V ref R1 R3/ R2 （ R2 + R3） ,這意味著V out由高電平變成低電平時在B 點產(chǎn)生的一個滯環(huán)電壓，可見該滯環(huán)電壓與輸入電壓無關，只由參考電壓V ref和電阻大小決定，通過選擇各電阻的阻值便可設定滯環(huán)電壓的大小。

圖3  滯流比較電壓產(chǎn)生電路

2. 3  運放實現(xiàn)電路
以上分析可知運算放大器起著重要作用，其必須具有較高的增益，才能使A 點電壓精確跟隨參考電壓，從而準確設定B 點電平和滯環(huán)電壓大小。 另外由于V out的變化頻率與系統(tǒng)開關頻率相同（系統(tǒng)的最大開關頻率約為2MHz） ,使得流過M1 的電流也相同頻率在IM1和I′M1之間快速切換，所以運放的單位增益帶寬須大于系統(tǒng)的最大開關頻率。 設計的運放結構如圖4 所示，采用折疊式輸入結構，可以獲得較大的共模輸入電壓范圍。

由運放的頻率特性仿真圖5 可知，增益達到84. 266dB ,相位裕度108°，單位增益帶寬約12MHz ,滿足電路要求。

圖4  運放實現(xiàn)電路

圖5  運放頻率特性仿真

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2. 4  平均驅(qū)動電流設定
運放將點A 電位鉗位于帶隙電壓基準上。 由M7 - M8 、M6 - M9 組成的級聯(lián)電流鏡將偏置電流I1 鏡像到M8 - M9 - R5 所在支路，所以Compara2tor 模塊的一個輸入端電壓V n 保持一定，另一輸入端電壓V p 將跟隨檢測電壓V cs變化。 當比較器輸出V out為高電平（開關管導通） 時，B 點電壓為V BL 即下限閾值檢測電壓V CSMIN ,當V cs下降到此閾值時，由M6~M11 組成的對稱電路結構使流過R5 、R6的電流相等，此時V n = V p . 若V cs < V CSMIN ,即V p< V n ,比較器翻轉(zhuǎn)，輸出V out為低電平。 當V out變至低電平后，M2 截止，B 點電壓將變?yōu)閂 BH , V BH即是上限閾值電壓V CSMAX ,流過L ED 的平均驅(qū)動電流是由B 點平均電壓設定：

滯環(huán)電流范圍：

上式?jīng)Q定了驅(qū)動電流的紋波大小。

3  仿真結果分析

文中電路采用0. 5μm 5V/ 18V/ 40V CDMOS工藝，用Hspice Z - 2007. 03 進行仿真。 在脈沖寬度為200μs、周期為300μs 的DIM 信號和V in = 12V（典型值） 的共同作用下，仿真結果如圖6 所示。

圖6  Vin = 12V 時的電路仿真

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分別在V in = 2. 5V , V in = 28V 的情況下，再次對L ED 驅(qū)動電流進行仿真，三次仿真數(shù)據(jù)結果分別如表1 所示。

表1  三種輸入電壓情況下的驅(qū)動電流

在V in = 12V 時，對LED 驅(qū)動電流進行溫度特性仿真，三次仿真波形結果分別如表2 所示。 可以看出，芯片的溫度特性較好。

表2  Vin = 12V 情況下三種環(huán)境溫度下的驅(qū)動電流

由于系統(tǒng)的固定延時τ對電流的紋波存在影響，實際的驅(qū)動電流峰值是IMAX +τoff di/ dt , 電流谷值是IMIN - τON di/ dt ,τoff 為從驅(qū)動電流大于設定值到功率開關關閉的系統(tǒng)延時，τon 為從驅(qū)動電流小于設定值到功率開關導通的系統(tǒng)延時， di/ dt 是電感電流變化率。 則電感若取較大值，對驅(qū)動電流平均值影響不大，但可以減小電流紋波， 反之，這是以增加外部電感體積為代價的。

電路可達很高的效率， 一方面檢測電阻中的功耗會導致電源功率耗散，但本設計中RSENSE = 0. 5Ω，則PRSENSE 相當小，另一方面，系統(tǒng)效率定義為LED 消耗的功率與電源提供的功率之比， 即η = PLED/ PPOWER. 其中， PPOWER =V in3 Ivin , PLED = V LED*，從仿真可知， Ivin 的平均值遠遠小于，所以系統(tǒng)的效率可以達到非常高。

4  結束語

文中設計了一款適用于降壓型L ED 恒流驅(qū)動芯片的滯環(huán)控制電路。 采用高邊電流檢測方案，運用滯環(huán)電流控制方法對驅(qū)動電流進行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅(qū)動電流，通過調(diào)節(jié)外部檢測電阻，可調(diào)節(jié)恒定L ED 驅(qū)動電流。 芯片采用015μm 5V/18V/ 40V CDMOS 工藝，電源電壓范圍為4. 5V~28V ,可為L ED 提供約恒定的350mA 驅(qū)動電流，溫度特性- 40 ℃~125 ℃，可達到相當高的效率。 當V in從4. 5V 變化到28V 時，平均驅(qū)動電流變化22mA ,最大恒流精度為6. 2 %。