中心議題：

• 交錯并聯(lián)的低壓大電流DC - DC 變換器設計

解決方案：

• 倍流整流的低壓大電流DC - DC變換器的結構分析
• 交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器設計

本文通過n 個倍流整流結構交錯并聯(lián)方式用以進一步減小紋波電流。給出了電路的開關信號波形和仿真模型， 并使用Pspice 仿真軟件對該模型進行仿真， 取得滿意效果。最后通過實驗驗證。這種結構特別適用于通信設備、計算機、宇航等領域的電源。

1  引言

近年來， 隨著計算機微處理器的輸入電壓要求越來越低， 低壓大電流DC - DC 變換器的研究得到了許多研究者的重視， 各種拓撲結構層出不窮，同步整流技術、多重多相技術、磁集成技術等也都應用于這個領域。筆者提出了一種交錯并聯(lián)的低壓大電流DC - DC 變換器， 它的一次側采用對稱半橋結構， 而二次側采用倍流整流結構。采用這種結構可以極大地減小濾波電容上的電流紋波， 從而極大地減小了濾波電感的大小與整個DC - DC 變換器的尺寸。這種變換器運行于48 V 的輸入電壓和100 kHz 的開關頻率的環(huán)境。

2  倍流整流的低壓大電流DC - DC變換器的結構分析

倍流整流低壓大電流DC-DC 變換器的電路原理圖如圖1 所示， 一次側采用對稱半橋結構， 二次側采用倍流整流結構， 在S1 導通時SR1 必須截止， L1 充電； 在S2 導通時SR2 必須截止， L2 充電，這樣濾波電感電流就會在濾波電容上移項疊加。圖2 給出了開關控制策略。

圖1  倍流整流的低壓大電流DC- DC變換器的電路原理圖

圖2  開關的控制策略

通過以上分析可以看出， 倍流整流結構的二次側2 個濾波電感電流在濾波電容上相互疊加， 從而使得輸出電流紋波變得相當小。

結構中的同步整流器均按外加信號驅(qū)動處理，使控制變得很復雜， 但在這種半橋- 倍流拓撲結構中使用簡單的自驅(qū)動方式很困難， 因為， 在這種結構中， 如果直接從電路中取合適的點作為同步整流器的驅(qū)動信號， 在死區(qū)時間內(nèi)當這個驅(qū)動信號為零時， 同步整流器就會截止。為了在半橋- 倍流拓撲結構中使用自驅(qū)動方式， 就必須使用到輔助繞組。
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以單個半橋- 倍流拓撲結構為例， 見圖3 , VSEC為變壓器的二次側電壓， Vgs為由輔助繞組獲得的同步整流器的驅(qū)動電壓， 可以看出即使在死區(qū)的時間內(nèi)， 同步整流器的驅(qū)動電壓也不可能為零， 保證了自驅(qū)動方式在這種拓撲結構中的應用。

圖3  自驅(qū)動同步整流器電路及波形圖

另外， 由于在大電流的情況下MOSFET 導通壓降將增大， 從而產(chǎn)生較大的導通損耗， 為此應采用多個MOSFET 并聯(lián)方法來減小損耗。

3  交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器

3.1  電路原理圖
綜上所述， 倍流整流低壓大電流DC - DC 變換器具有很好的性能， 在此基礎上引入交錯并聯(lián)技術， 構成一種新的結構， 稱為并聯(lián)低壓大電流DC - DC變換器， 可以進一步減小輸出電流紋波。

圖4 為交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器的電路原理圖（以最簡單的2 個倍流整流交錯并聯(lián)為例）。

圖4  交錯并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器的電路原理圖

3.2  變換器的開關控制策略
交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器的開關控制策略見圖5。

圖5  交錯并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器的開關控制策略

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3.3  交錯并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器性能
首先這種拓撲結構最大的優(yōu)點是變壓器原邊的結構簡化， 控制變得很簡單。其次， 這種方法的實現(xiàn)必須采用同步整流電路， 因為交錯并聯(lián)電路的實現(xiàn)要求變壓器副邊上下電位輪流為正， 在一個時間段內(nèi)有且只有一個為正電位， 其余都為零電位。但在這種拓撲結構中， 由于2 個變壓器的原邊串聯(lián)在一起， 而副邊是并聯(lián)的， 這樣如果用肖特基二極管作整流器， 那么輸入電壓將在2 個變壓器原邊上分壓， 而肖特基二極管又沒有選通的功能， 這樣變壓器二次側的波形將是完全對稱的， 上下2 個整流電路的電流完全重合， 達不到電流交錯并聯(lián)的目的。

這樣， 應用同步整流器來完成這個功能， 同時利用MOSFET 的雙向?qū)щ娞匦裕?因為同步整流管的漏源電流是分布在坐標橫軸兩側的。這種結構的過程詳細分析如下：

1） S1 導通， S2 截止； S3 截止， S4 , S5 , S6 均導通。由于S4 , S5 , S6 的導通， 第一變壓器副邊繞組下端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L1 上電流上升， L2 , L3 , L4 上電流下降。

2） S2 導通， S1 截止； S4 截止， S3 , S5 , S6 均導通。由于S3 , S5 , S6 的導通， 第一變壓器副邊繞組上端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L2 上電流上升， L1 , L3 , L4 上電流下降。

3） S1 導通， S2 截止； S5 截止， S3 , S4 , S6 均導通。由于S3 , S4 , S6 的導通， 第二變壓器副邊繞組下端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L3 上電流上升， L1 , L2 , L4 上電流下降。

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4） S2 導通， S1 截止； S6 截止， S3 , S4 , S5 均導通。由于S3 , S4 , S5 的導通， 第二變壓器副邊繞組上端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L4 上電流上升， L1 , L2 , L3 上電流下降。

以上各式均忽略整流器的電壓降， 且V SEC為變壓器二次側的電壓值。

根據(jù)以上分析可知， 應用同步整流器， 通過變壓器原邊串聯(lián)而副邊并聯(lián)的方法， 可以實現(xiàn)這種交錯并聯(lián)半橋- 倍流拓撲結構。它的優(yōu)點主要有以下幾個方面：

1） 有效地簡化了拓撲結構和控制策略。
2） 在頻率保持不變的情況下， 如果紋波的峰- 峰值一定， 則這種結構可以有效減小濾波電感的值， 從而加快整個變換器的動態(tài)響應時間。
3） 交錯并聯(lián)的半橋- 倍流拓撲結構與非交錯并聯(lián)的半橋- 倍流拓撲結構相比， 一次側和二次側的導通損耗相差不多， 但由于采用交錯并聯(lián)技術，二次側的開關頻率是原來的一半， 相應的開關損耗也是原來的一半。由于變換器的開關損耗在整個損耗統(tǒng)計中占很大的比例， 因此， 交錯并聯(lián)技術可以極大地提高變換器的效率。

4  仿真分析

應用Pspice 軟件對電路進行仿真。電路的參數(shù)如下： 開關頻率為100 kHz , 占空比為40 % ,輸入電壓為48 V , 濾波電感為2μH , 濾波電容為820μF , 輸出電流為60 A , 輸出電壓為1125 V。

圖6 所示為濾波電感的電流波形， 從圖6 可以看出， 4 個濾波電感的電流輪流充電， 如果一個濾波電感在充電， 其余3 個電感必須在放電， 在死區(qū)時間內(nèi)， 4 個濾波電感都在放電。

圖7 和圖8 所示分別為交錯并聯(lián)變換器與單個倍流整流變換器結構的輸出電流紋波波形， 從圖7中可以看出， 4 個濾波電感的電流在濾波電容上疊加， 可以把電流的紋波減小很多。

圖6  濾波電感電流波形

圖7  交錯并聯(lián)變換器結構的輸出電流紋波波形

圖8  單個倍流整流變換器結構的輸出電流紋波波形

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5  實驗結果

通過理論研究及仿真分析， 可以看出， 交錯并聯(lián)的低壓大電流DC - DC 變換器具有良好的性能，在輸出為1125 V/ 60 A 的情況下， 輸出電流紋波可以降到很小。為了進一步說明這種拓撲結構的可行性， 用實驗結果驗證。實驗電路見圖4 , 實驗參數(shù)和仿真相同， 最后得到如圖9 所示的實驗波形。圖9 中， V gs為一次側一個MOSFET 的門極驅(qū)動電壓波形， V ds則為相應的MOSFET 的柵源電壓波形，從圖9 可以看出， 實驗結果所得波形同圖5 的理論分析結果十分吻合， 所提出的方法是可行的。其中， 變壓器選用R2 KB 軟磁鐵氧體材料制作的GU22 磁心， 原副邊的匝數(shù)分別為8 匝和1 匝； 電感選用寬恒導磁材料IJ 50h 制作的環(huán)形鐵心T5 - 10 - 215 ,匝數(shù)為8 匝。

圖9  實驗波形

6  結語

通過仿真及實驗分析， 得出以下結論： 對于低壓大電流DC - DC 變換器， 可以通過交錯并聯(lián)的方法， 進一步減小輸出電流紋波， 效果十分明顯；或者在同樣輸出電流紋波情況下， 可以極大地減小濾波電感值， 從而減小整個變換器的尺寸， 提高變換器的瞬態(tài)響應特性。所討論的2 個倍流整流結構交錯并聯(lián)案例同樣適應于多個倍流整流結構交錯并聯(lián)的情況。