圖2PWM和SR的GUI設(shè)置界面

伏秒平衡控制技術(shù)
 

 

在傳統(tǒng)的橋式拓?fù)潆娐分?，一般為防止變壓器的偏磁，?huì)在變壓器的原邊回路中串入一個(gè)隔直電容器。這樣做存在缺點(diǎn)，一方面是增加了電源的成本和體積，另一方面又增加了損耗，降低了效率。ADP1043采用伏秒平衡控制的數(shù)字技術(shù)解決了該問(wèn)題。如圖3所示，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，ADP1043通過(guò)CS1分別測(cè)量流過(guò)開(kāi)關(guān)管A、D和開(kāi)關(guān)管B、C的電流并計(jì)算其差值，通過(guò)差值信號(hào)調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)信號(hào)OUTB和OUTD的脈寬，對(duì)失衡進(jìn)行補(bǔ)償。
 

例如，如圖4所示，當(dāng)CS1測(cè)量到流過(guò)開(kāi)關(guān)管B、C的電流大于開(kāi)關(guān)管A、D時(shí)，便會(huì)減小OUTB的脈寬，增大OUTD的脈寬，這樣流過(guò)開(kāi)關(guān)管B、C的電流會(huì)減小，而流過(guò)開(kāi)關(guān)管A、D的電流會(huì)增大，經(jīng)過(guò)若干周期后，電流自動(dòng)實(shí)現(xiàn)了平衡。采用該技術(shù)后，可有效防止偏磁，并且省去隔直電容器，提高效率和可靠性。

圖3伏秒平衡控制技術(shù)

圖4伏秒平衡控制波形[page]

 

動(dòng)態(tài)死區(qū)控制技術(shù)在傳統(tǒng)模擬方案中，一般設(shè)定一個(gè)足夠長(zhǎng)的固定的死區(qū)時(shí)間可確保電源工作在所有條件下。但是對(duì)于一個(gè)典型的應(yīng)用環(huán)境，這個(gè)死區(qū)時(shí)間往往比所需的時(shí)間長(zhǎng)，由于在死區(qū)時(shí)間，是MOSFET的體二極管在導(dǎo)通電流，所以較長(zhǎng)的死區(qū)時(shí)間會(huì)增加損耗，降低電源的效率。ADP1043可根據(jù)負(fù)載的情況，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)死區(qū)的大小，從而使電源在輕載和滿載時(shí)的效率得以?xún)?yōu)化。改善輕載效率除了提高電源在重載下的效率，改善電源輕載時(shí)的效率也同樣至關(guān)重要。

這是因?yàn)樵陔娫磯勖慕^大部分時(shí)間內(nèi)，工作負(fù)荷一般低于60%，電源很少在滿負(fù)荷下(100%)長(zhǎng)時(shí)間工作，在滿載時(shí)能高效工作的系統(tǒng)并不能保證在輕載時(shí)也同樣保持最佳狀態(tài)。傳統(tǒng)的模擬方案為改善輕載效率，往往需要大規(guī)模改變或增加控制電路，增加了控制的復(fù)雜性，降低了電源的可靠性。而ADP1043所提供的數(shù)字控制技術(shù)，無(wú)需增加新的控制電路就能輕易的切換控制策略，這對(duì)于模擬電路來(lái)說(shuō)幾乎是不可能的。

跳周期控制技術(shù)一般來(lái)說(shuō)，開(kāi)關(guān)電源在重載時(shí)，其損耗主要是功率開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗。而在輕載時(shí)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗和磁損占主導(dǎo)地位。因此，降低開(kāi)關(guān)管在輕載時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率就能明顯降低損耗，提高電源輕載時(shí)的效率。跳周期控制技術(shù)就是一種有效的方法。通常當(dāng)電源從滿載一直減小時(shí)，其工作模式會(huì)從連續(xù)電流模式（CCM）進(jìn)入到非連續(xù)電流模式（DCM），這時(shí)為了維持輸出電壓的調(diào)節(jié)，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間將會(huì)減小。如果一直繼續(xù)減小負(fù)載，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間就會(huì)到達(dá)最小導(dǎo)通時(shí)間。在達(dá)到最小導(dǎo)通時(shí)間后，如果仍繼續(xù)減小負(fù)載，調(diào)節(jié)器必須屏蔽掉一些開(kāi)關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)。

這時(shí)一個(gè)脈沖將對(duì)輸出電容充電維持足夠的輸出能量，而在接下來(lái)的幾個(gè)脈沖被調(diào)節(jié)器屏蔽，不驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管，當(dāng)輸出電壓降到調(diào)節(jié)器的閾值電壓以下時(shí)，一個(gè)新的脈沖開(kāi)始。這樣，在維持輸出穩(wěn)定的前提下減少了開(kāi)關(guān)次數(shù)，降低了開(kāi)關(guān)損耗，從而極大的提高輕載的效率。通過(guò)ADP1043的GUI可以設(shè)置開(kāi)關(guān)管的最大和最小的導(dǎo)通時(shí)間和是否啟用跳周期控制技術(shù)，如圖5所示。當(dāng)所需的導(dǎo)通時(shí)間小于設(shè)置的最小導(dǎo)通時(shí)間，并且啟用了跳周期控制技術(shù)時(shí)，電源進(jìn)入跳周期的工作模式。
 

圖5跳周期控制GUI設(shè)置界面關(guān)閉同步整流當(dāng)電源采用同步整流時(shí)，由于MOSFET的雙向?qū)ǖ奶匦裕沟么藭r(shí)的電感電流能夠反向，產(chǎn)生環(huán)流。環(huán)流的大小和輸出濾波電感有關(guān)，輸出濾波電感越小，環(huán)流就會(huì)越大，相應(yīng)的損耗也會(huì)越大。由于同步整流管不能從連續(xù)電流模式（CCM）自動(dòng)切換到非連續(xù)電流模式（DCM），因此要在電感電流反向前關(guān)閉同步整流，使電源進(jìn)入非連續(xù)電流模式（DCM），避免環(huán)流的產(chǎn)生，大大提高電源輕載時(shí)的效率。

通過(guò)ADP1043的GUI可以設(shè)置關(guān)閉同步整流時(shí)的電流閾值。當(dāng)輸出電流值低于該閾值時(shí)，關(guān)閉同步整流。如圖6所示為采用ADP1043設(shè)計(jì)的全橋拓?fù)涞哪K電源在不關(guān)閉和關(guān)閉同步整流在輕載條件下的損耗的情況?？梢钥吹?，當(dāng)關(guān)閉同步整流后，大大減少了電源的輕載損耗。

圖6兩種模式下的輕載損耗比較

 

切相技術(shù)隨著對(duì)功率要求越來(lái)越大，以及對(duì)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的要求越來(lái)越嚴(yán)格，用兩個(gè)或更多個(gè)功率單元進(jìn)行交錯(cuò)處理的多相技術(shù)越來(lái)越普遍。多相電路相對(duì)于單相電路具備明顯的優(yōu)勢(shì)。這些優(yōu)勢(shì)包括輸入紋波電流很低，輸入電容數(shù)量較少；由于輸出紋波頻率的等效倍增，使輸出紋波電壓也降低了；而且由于損耗分布在更多元件中，消除了熱點(diǎn)，降低了元件的溫度；在重載時(shí)，開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)，通過(guò)多相并聯(lián)可以很好的降低導(dǎo)通損耗，提高電源在重載時(shí)的效率。

但是，隨著負(fù)載的減少，電路進(jìn)入輕載狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗逐漸占主導(dǎo)，此時(shí)，輸出由一相供電就已經(jīng)足夠，多相的并聯(lián)反而使開(kāi)關(guān)損耗成倍增加。因而，在輕載時(shí)，僅留一相工作，關(guān)閉多相模式，可以明顯改善電路在輕載時(shí)的效率。如圖7所示，為采用ADP1043所設(shè)計(jì)的交錯(cuò)式雙管正激電路。當(dāng)輸出電流值低于通過(guò)GUI所設(shè)置的閾值時(shí)，ADP1043便會(huì)關(guān)閉QA2、QB2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，以減少損耗。圖8所示為采用切相技術(shù)的電源的效率曲線，可以發(fā)現(xiàn)當(dāng)輸出電流低于10A時(shí)，電源工作在單相模式下，效率有了明顯的提高。

圖7交錯(cuò)式雙管正激電路



圖8采用切相技術(shù)的效率曲線

 

結(jié)語(yǔ)ADP1043所提供的數(shù)字電源技術(shù)可以有效提高電源無(wú)論是在重載還是在輕載時(shí)的效率，實(shí)現(xiàn)了高效率電源。