中心論題：

• LLC三元件諧振網絡
• 零電壓半橋諧振控制器——TEA1610
• 用TEA1610構建LLC諧振變換器

解決方案：

• LLC三元件諧振網絡全負載范圍內都具有較高的轉換效率，而且頻率變化范圍比較窄
• 用TEA1610構建LLC諧振變換器

　　
近代電子設備的發(fā)展，對開關電源提出了諸如高頻、小型化、低噪聲以及高功率密度等方面的要求。諧振型開關電源由于不存在硬開關而具有效率高、EMI小等特點，逐漸成為人們的研究熱點。于是，準諧振、諧振開關、全諧振等結構應時而生。在針對減少開關損耗和降低噪聲采取的各種方法中，負載參與諧振的全諧振結構是近十年來的研究熱點。本文在分析LLC諧振特性的基礎上，用Philips公司的TEA1610構建一種基于半橋的LLC負載諧振變換器。

LLC三元件諧振網絡
用兩個元件組成的諧振拓樸結構主要有兩種：并聯(lián)結構和串聯(lián)結構，分別如圖1(a)和圖1(b)所示。串聯(lián)諧振在輕負載時具有較高的效率，而在滿負載時轉換效率比較低；并聯(lián)諧振則反之，在滿負載時具有較高的轉換效率，而在輕負載時轉換效率比較低。而且串聯(lián)諧振和并聯(lián)諧振都要求較寬的頻率范圍。因此，這種二元的諧振網絡在實際應用中都有一定的限制。
　　
在二元件諧振網絡的基礎上，根據(jù)不同的應用可構建不同種類的三元件的諧振網絡。三元件諧振網絡與二元件諧振網絡相比有很多優(yōu)點，比如在全負載范圍內都具有較高的轉換效率，而且頻率變化范圍比較窄等。本文主要介紹和分析由三元件LLC構成的諧振網絡，其結構如圖2(a)所示。
 
                                               
                                               
串聯(lián)電感Ls、并聯(lián)電感Lp和諧振電容Cs組成LLC諧振網絡，在此必須注意到負載也參與了諧振。對其進行建模，LLC簡化模型如圖2(b)所示，Ra c為副邊的負載折算到原邊的等效負載，折算公式見式(1)。因為原邊輸入電壓為方波，電流為近似正弦波，而變壓器輸出電壓也是方波，電流也是正弦波，因此可以推導出其電壓傳遞函數(shù)，如式(2)所示。
　
                                            
　
利用Matlab對該模型進行仿真，采用基波進行近似分析，可以初步分析出其工作特性，如圖3所示。 

                                               
　　
從圖3中可以看到，在整個頻率范圍內，既有降壓的工作區(qū)域(M＜1)，也有升壓的工作區(qū)域(M＞1)，因此LLC諧振有著較為廣闊的應用范圍。在輕負載時，工作頻率逐漸升高，工作在降壓區(qū)域內；而在重負載時，工作頻率逐漸降低，工作在升壓區(qū)域內。眾所周知，串聯(lián)諧振的工作區(qū)域是Fs/Fo＞1，才能工作在ZVS的狀態(tài)下。從圖3中可以看到，在不同負載(即Q不同)下，為獲得ZVS的工作條件，只要使之工作在虛線的右側即可。而LLC諧振不僅僅局限于Fs/Fo＞1區(qū)域，在某些負載下可以工作在Fs/Fo＜1區(qū)域，同樣可以獲得零電壓轉換的工作狀況。并且與串聯(lián)諧振相比，在不同負載時的頻率變化范圍更小。因此，LLC諧振網絡有著其自身獨特的優(yōu)點。
　　
通過上面的分析知道，LLC諧振網絡需要兩個磁性元件Ls和Lp。然而，在實際應用中，考慮到高頻變壓器實際結構，可以把磁性元件Ls和Lp集成在一個變壓器內，利用變壓器的漏感作為Ls，利用變壓器的磁化電感作為Lp。這樣一來，可以大大減少磁性元件數(shù)目。在設計時，只要重點設計變壓器的漏感與變壓器磁化電感即可。因此，為增加漏感，需要在變壓器中加入適當?shù)臍庀?，并且控制變壓器原副邊的繞線方式，如圖4所示。因為變壓器的原邊繞組與副邊繞組是完全分離的，因此無須使用隔離膠帶，這樣有助于形體的小型化。
 
                                                         

零電壓半橋諧振控制器——TEA1610
TEA1610是Philips公司推出的零電壓全諧振半橋控制器，是采用高壓DMOS工藝的芯片，高側開關管的驅動耐壓最大可達600V，最大的振蕩頻率達1MHz。其內部結構如圖5所示。
                                                    

TEA1610內部具有電平抬升電路，可以直接驅動上橋開關管；具有一個電流控制的振蕩器，用來產生精確的振蕩頻率；為精確保證50%占空比，振蕩信號是在經過觸發(fā)器后送到開關管的驅動極；內部具有死區(qū)補償電路，通過外部電路可以控制死區(qū)時間；它還有一個關斷管腳SD，當該管腳上的電壓超過2.33V時，TEA1610進入關機模式，切斷開關信號。此時，只能使VDD的電平低于5.3V才能重新啟動。因此，可以利用該管腳添加一些保護電路。
　　
為消除在啟動瞬間的尖鋒電流，TEA1610還具有軟啟動功能。在啟動時，VCO輸出一個固定電平2.5V，利用該固定電平可以抬高起始振蕩頻率，從而避免啟動瞬間的過電流。

用TEA1610構建LLC諧振變換器
LLC諧振變換器原理圖如圖6所示。根據(jù)第二節(jié)中介紹的方法制作變壓器，采用原副邊分開繞制的方法增加漏感，利用該漏感作為諧振電感，控制漏感為68μH，原邊電感量為320μH。圖中Cr為諧振電容，一般選用聚丙烯類電容，在該電路中選用47nF/1kV。C13和C17為實現(xiàn)開關管零電壓關斷的吸收電容，在此選用470pF/1kV。C18為振蕩電容，需要根據(jù)所設定的頻率進行調整，在此選用220pF。電阻R11為死區(qū)調整電阻，而R16為設定最小工作頻率的電阻。R14為設定啟動頻率的電阻，并且可以在該電阻上并聯(lián)一個100nF的電容來實現(xiàn)軟啟動。因為TEA1610內部具有一個電平抬升電路，所以只需要外接一個小電容就可以實現(xiàn)直接驅動開關管Q1。在完成高壓啟動后，輔助繞組接管TEA1610的VDD，并且利用輔助繞組和TEA1610的SD管腳實現(xiàn)過壓檢測及其它保護。
                                                

實驗結果
用TEA1610構建的一個LLC諧振變換器，輸出+/-26V，總功率為200W。由無負載狀態(tài)起至額定負載止的頻率控制范圍介于80kHz~150kHz之間，圖7(a)顯示了在空載150kHz時的電流三角波波形。副邊采用肖特基二極管作為整流二極管時，在滿負載的狀況下，其效率可以達到90%以上，在半載情況下效率達到88%。這是因為在該變換器中，不存在開關損耗，只有導通損耗，如圖7(b)所示。在開關管開通時，電流流過其體二極管，此時開關管上的壓降只有1V左右，基本上是零電壓開通；在開關管關斷時，通過開關管上并聯(lián)一個電容來實現(xiàn)零電壓關斷。此時，導通損耗和副邊整流二極管成為影響其效率的主要因素，當輸入電壓較低或輸入電流較大時，由于主開關管內所導通的電流增多，會導致其效率的降低。由于變壓器的一次側和二次側之間由繞線軸架予以隔開，所以變壓器的泄漏磁通比較多，電線容易受泄漏磁通及鄰近效應的影響而發(fā)熱，致使效率降低，因此原邊的繞組應采用較細線徑為好。
                                               

　　
圖7(c)和圖7(d)是在200W負載時原邊電壓和電流波形。從圖中可以看到原邊電流波形幾乎是正弦波，副邊電流同樣是正弦波。由于在開關管內不存在硬開關，其dV/dt和dI/dt都比較小。因此，該變換器的EMI得到了很大的改善。
　　
另外，一般的高頻變壓器要求一次側和二次側具有較好的耦合。這樣，一次側和二次側間的寄生電容介于50~100pF之間。而LLC諧振變壓器則采用一次側和二次側完全分開的方式，變壓器的寄生電容甚小，一般小于10pF。因此其傳導干擾會更小。
　　
本文分析了LLC諧振網絡的工作特性并闡述了LLC諧振網絡變換器的變壓器的設計方法，同時簡單介紹了Philips公司的諧振控制器TEA1610。最后用TEA1610構建了一個200W半橋諧振變換器。實驗結果表明，采用基于LLC諧振網絡的半橋變換器具有EMI小、效率高等優(yōu)點，與PWM控制變換器相比有著其獨特的應用領域。