電池供電的便攜式設備在大部分使用壽命內常常處在備用狀態(tài)。在這種備用狀態(tài)下，內部升壓變換器的靜態(tài)電流仍然不斷消耗電池能量。備用期間的靜態(tài)電流可能比實際的負載電流還要大。雖然幾種基于電感器的變換器的最大靜態(tài)電流不到10ma，但是，設計師通常寧愿或要求在本質上必須安全的、對成本很敏感的設計中使用一種穩(wěn)壓電荷泵。具有至少10ma輸出電流能力的現(xiàn)成穩(wěn)壓電荷泵，其典型最小靜態(tài)電流為50~100ma。如果這樣的靜態(tài)電流電平無法接受，你就需要增加電路來遠程監(jiān)控已穩(wěn)壓的電壓并使電荷泵在進入和脫離關閉狀態(tài)之間來回切換，從而降低總的平均電流。不過，這種方法可能無法達到所期望的低于10ma的靜態(tài)電流電平。低導通電阻模擬開關、超低電流比較器和超低電流基準的出現(xiàn)，使得最大靜態(tài)電流接近7ma的電荷泵成為可能。

電荷泵利用交流耦合技術將能量從轉移電容器傳送到儲能電容器。轉移電容器首先通過模擬開關充電到vbatt電平，然后其它模擬開關將能量傳送到接在vout上的儲能電容器。接著，轉移電容器再次充電，并周而復始進行下去。由于理想模擬開關的損耗為零，vout電平就等于vbatt的兩倍。但是，不出所料，模擬開關的有限導通電阻產生的輸出電平是隨負載電流下降而下降的。圖1所示的基本穩(wěn)壓電荷泵包含一個振蕩器、幾個模擬開關、一個電壓基準和一個比較器。比較器起到電壓監(jiān)控器和振蕩器的作用。當電路在穩(wěn)壓時，比較器的輸出為低電平，從而使nc開關關閉，并使c1充電至vbatt。當vout的電壓下降到低于輸出穩(wěn)壓閾值(本例中為3.3v)時，比較器的輸出變?yōu)楦唠娖?。no(常開)開關關閉，從而將c1的電荷轉移到c2。這種循環(huán)會反復進行下去，直到vout再次獲得穩(wěn)壓狀態(tài)。

電阻器r3~r5為振蕩提供了必要的遲滯。這3只電阻器的阻值為1 mω，能產生可觀的遲滯，并使batt的載荷降到最低。當比較器輸出改變狀態(tài)時，反饋電阻器r5會改變你加到比較器的正輸入端的閾值，由此產生遲滯。當電阻值如圖所示，基準值為ic1的標稱值(1.182v)，vbatt=3v時，vin+閾值就在vin+(低)=0.39v和vin+(高)=1.39v兩個近似值之間擺動。當電路正在穩(wěn)壓時，vin-略微超過vin+，比較器輸出為低電平，r1-r2分壓器檢測vout的電壓，而vin+的閾值很低(0.39v)。在vin+為0.39v的情況下，你可以根據(jù)公式vin+=vout[r2/(r1+r2)]計算出r1和r2的阻值。為了使vbatt的載荷降到最低，r1+r2的電阻值應該大于1 mω。如果vout=3.3v，而r2為2.2 mω，則r1為301 kω。電容器c3連接到比較器的vin-輸入端。c3與r1和r2一起按照下面的簡化關系設定振蕩頻率：tdischarge=tlow =-(r2c3)ln[(vin+(low))/(vin+high))];tcharge=thigh=-(r2c3)ln[1-(vin+(high)-vin+(low))/(vbatt-vin+(low)];以及fosc=1/tperiod，其中tperiod=tlow+thigh。

為了使效率最高并降低比較器轉換速率的影響，你應該設定一個比較低的頻率。選擇c3=470 pf，就可得到下列結果：tlow=178ms，thigh=68ms;所以，fosc=4 khz。選擇c1和c2的電容值，為的是達到所期望的負載電流和波紋電壓。就本應用(iload=10 ma)而言，c1=10mf。為了計算c2的電容值，要根據(jù)所期望的波紋電壓進行一次近似：c2=(iload×tlow)/vripple。在iload=10ma和vripple=150mv的情況下，c2=12mf。

在上述元件值的情況下，本電路吸收的最大靜態(tài)電流為6.9ma，比現(xiàn)成的電荷泵的小得多。你還可以通過提高電阻值來進一步降低靜態(tài)電流，但是，由于ic2的最大靜態(tài)電流為3.8ma，占總靜態(tài)電流的大部分，所以效果非常小。本電路能使你實現(xiàn)一個超低靜態(tài)電路穩(wěn)壓電荷泵。在現(xiàn)成電荷泵買到之前，它為尋求不使用電感器實現(xiàn)低成本電荷泵的設計師提供了一種替代品。