【導讀】在汽車電子的許多應用中，負載需要通過一條較長的輸出線連接到主板上。如圖1所示，典型應用有Class-D，LED，USB充電器等。往往此時的傳導EMI會更加嚴重，這次分享就是針對這一問題來分析和進行改善。
圖 1：汽車電子中需要長線負載的應用
首先我們來看一下測試裝置
在測試這些負載的傳導EMI時，輸出線的長度應該保持和實際應用一致。因此，基于汽車電子CISPR-25測試標準，測試裝置如圖2所示：被測設備（EUT）距參考地（銅板）5厘米，之間為低介電常數(shù)介質（相對介電常數(shù)小于1.4）；輸出線為1~2米，取決于實際應用情況；LISN接在電源和EUT之間，為噪聲回路提供恒定的阻抗（對共模來說，這個阻抗為25Ω）。
圖 2：汽車電子長線負載測試裝置
圖3對比了MPS的同一個車載Class-D功放（2.2MHz，BTL，24.5W，模擬輸入Class-D功放）在加輸出線和不加輸出線的傳導EMI測試結果。從圖中可以看出，在沒有輸出線的情況下，它的EMI可以滿足CISPR25的要求，但是，在有2m輸出線的情況下，EMI明顯變差，尤其是在30MHz和90MHz左右出現(xiàn)兩個峰，導致EMI難以達標。
圖 3：汽車電子長線與無輸出線負載傳導EMI對比
針對這一問題，我們將先介紹長線負載的共模EMI模型，并由此解釋了測試中的現(xiàn)象，并介紹了降噪方法。
那么下面讓我們以一個Class-D功放為例，先來看一下傳導的共模EMI模型。
長線負載EMI模型
圖4展示了Class-D的拓撲及其傳導共模噪聲路徑。共模噪聲由電路中開關頻率的dv/dt節(jié)點和di/dt環(huán)路產(chǎn)生，通過輸出濾波器到輸出側，再通過輸出側對地的阻抗到參考地上，最后從LISN流回EUT。由此也可以看出，輸出線對地的寄生阻抗（ZP）在分析傳導EMI上很重要。除此之外，CSWP為dv/dt節(jié)點對參考地的寄生電容，也為共模噪聲提供了一條通路。
圖 4：Class-D功放的共模噪聲路徑
根據(jù)我們熟悉的替代定理（Substitution Theorem），在分析EMI問題時，我們可以用電壓源或者電流源對開關上的電壓或者電流進行等效替代。圖5為應用了替代原理之后的電路圖。
圖 5：應用替代定理分析Class-D功放的共模噪聲
下一步，每個噪聲源產(chǎn)生的噪聲可以用疊加定理來進行分析，圖6和圖7分別表示電流源以及電壓源的分析，可見，在這個模型中，電流源并不會獨自產(chǎn)生噪聲，但電壓源可以，我們也可以依此得到圖7中初步的共模模型。
圖 6：應用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電流源
圖 7：應用疊加定理分析Class-D功放的共模噪聲電壓源
值得一提的是，到現(xiàn)在我們還沒有考慮近場耦合的問題。然而，在實際中，因為輸出線是一個很大的導體，它和EUT之間的近場耦合往往是不能忽略的。近場耦合分為電場耦合和磁場耦合兩種，下面我們將逐一討論。
電場耦合指的是，電路中某一導體（如開關節(jié)點SWA，SWB）和另一導體（如輸出線）之間有寄生電容，若該導體為高頻dv/dt節(jié)點，那么會有噪聲電流流向另一導體，從而產(chǎn)生EMI噪聲，如下圖左圖所示。而磁場耦合指的是，電路中某個環(huán)路（如開關與輸入電容之間的環(huán)路）和另一環(huán)路（如輸出線和參考地之間的環(huán)路）有互感，如果該環(huán)路為高頻di/dt環(huán)路，則會在另一環(huán)路上產(chǎn)生感應電動勢，從而產(chǎn)生EMI噪聲，如下圖右圖所示。
圖 8：電場耦合與磁場耦合
若考慮電場耦合，圖7中的模型可以用圖9加以修正，其中CCou代表從開關節(jié)點耦合到輸出線上的電容，可見，在高頻時，這個電容阻抗很小，會將噪聲電流旁路，并造成EMI問題。
圖 9：考慮電場耦合的EMI模型
另一方面，若考慮磁場耦合，我們會發(fā)現(xiàn)，圖6中的di/dt環(huán)路是可以產(chǎn)生磁場耦合的，模型可以用圖10加以描述，在解耦之后，我們發(fā)現(xiàn)共模路徑中多了一個噪聲源，其大小與di/dt的強度，以及輸入環(huán)路和輸出線對地環(huán)路之間的互感成正比。
圖 10：考慮磁場耦合的EMI模型
在以上的討論之后，讓我們來揭開最后一部分阻抗，即傳輸線對地阻抗的神秘面紗。
輸出長線對地阻抗的分析
因為輸出線很長，在傳導的高頻頻段，我們需要考慮它的傳輸線效應。電力電子工程師朋友們在日常工作中可能很少會用到這部分的內(nèi)容，因此首先介紹一下相關的概念。
當電路尺寸與要考察的頻率對應的波長相近時，電路的相關參數(shù)，如電壓、電流、阻抗等，會由集中參數(shù)變?yōu)榉植紖?shù)。對于傳輸線的每一小段，如圖11（a）所示，我們可以考察它的單位電感、電阻、電容以及電導。最終，傳輸線上電流以及電壓的分布可以用式（1）表示：
其中，Z0為傳輸線特征阻抗，γ為傳輸常數(shù)。當傳輸線上的損耗（R與G）可以忽略時，Z0和γ可以用（2）和（3）表示：
由于我們的輸出線有如圖11（b）所示的幾何形狀，這些參數(shù)都可以通過電磁場理論求出。當不考慮損耗時，我們主要關心單位電感與電容，它們分別由式（4）和（5）表示。其中，d表示線與參考地的距離，r表示線的半徑，ε為介質的介電常數(shù)，μ為介質的磁導率。這里因為是共模噪聲，所以輸出的兩條線近似合并為同一導體考慮。
圖 11：（a）傳輸線模型；（b）輸出線對地的幾何模型
最后，由于我們的輸出線的末端與參考地之間沒有連接，可以認為是近似開路（末端電流為0），我們可以將（2）-（5）代入到（1），得到最終輸出線上的電流與電壓表達式。因此，可以得到，對于長度為l的輸出線，它的阻抗ZOC可以用（6）表示：
其中ω為角頻率 
；
而λ即為波長 
。
通過（6），根據(jù)三角函數(shù)的性質，在l為四分之一波長的奇數(shù)倍時（如1/4λ，3/4λ等），這個阻抗將發(fā)生串聯(lián)諧振，導致EMI傳播路徑上的阻抗大幅減小，因此，我們會發(fā)現(xiàn)有EMI峰的存在。如果傳輸線長為2m，那么根據(jù)我們的實際情況，1/4λ，3/4λ對應的頻率分別在31.6MHz和95.1MHz，這也就解釋了為什么圖3的頻譜上會出現(xiàn)這兩個峰。
圖 12：不同長度傳輸線的對地阻抗測量結果
這個理論也很容易直接通過測量進行驗證。圖12為不同長度傳輸線的對地阻抗測量結果，顯然，對于2m的輸出線，其阻抗謝振峰的位置符合我們之前的計算結果，這也解釋了EMI測量結果中的諧振峰。另外，輸出線越短，諧振發(fā)生的頻率也越高。
最后，我們可以將1/4λ對應的頻率表示為（7）：
從（7）可以看出，輸出線與參考地的距離，以及線徑，都不會影響這個諧振的位置，諧振只與輸出線的長度有關。
由此，我們得到了完整的傳導共模EMI模型，下面我們就來看一下有什么方式來降低噪聲。
降噪措施與實際應用
基于噪聲的模型，我們列出了一些通用的降噪方法：
● 減小高頻噪聲源，如降低開關波形的斜率；
● 通過抖頻等方式降低高頻噪聲；
● 在布線時，盡可能減小dv/dt節(jié)點以及di/dt環(huán)路的面積；
● 在回路上加共模濾波器，或者在輸出線上加磁環(huán)；
● 有條件的話，可改變輸出線長避開敏感頻段；
● 加屏蔽罩以解決近場耦合問題。
其中，后三點是針對輸出長線負載的降噪手段，我們分別來看一下效果。
首先，是在輸出側加磁環(huán)（加在靠近板子的一端），圖13對比了加與不加磁環(huán)時的輸出線對地阻抗，可見，在加磁環(huán)之后，對地阻抗明顯增大，可以避免諧振的影響。圖14則比較了輸出線有無磁環(huán)時的傳導EMI?？梢?，磁環(huán)有效地抑制了高頻的諧振峰。
圖 13：輸出線加磁環(huán)后的對地阻抗
圖 14：輸出線有無磁環(huán)時的傳導EMI測試結果
其次，是通過改變線長來改變諧振峰的位置，如圖12所示，當線長為1.2m時，3/4λ對應的諧振峰在108MHz以上，已經(jīng)避開了FM波段（76MHz - 108MHz）。因此，當測試允許改變線長的時候，這也不失為一種降噪手段。圖15比較了線長為2m和1.2m時的傳導EMI結果。顯然，后者的諧振僅有位于53MHz左右的一個峰。
圖 15：輸出線長為2m和1.2m時的傳導EMI測試結果
最后，基于第二節(jié)的介紹，我們可以通過消除輸出線與測試板之間的近場耦合來降低EMI。屏蔽罩的材質可以為金屬，要包裹電路中的dv/dt節(jié)點與di/dt環(huán)路，且屏蔽罩需要接地（接到靠近噪聲源的地）。
圖16說明了接地對于電場耦合的效果。當dv/dt節(jié)點被屏蔽后，原來直接對參考地對輸出線的雜散電容Cswp和CCou變成了其對屏蔽罩的雜散電容Cswp1和CCou1。當屏蔽罩接地的時候，噪聲電流直接流回噪聲源的地，不會經(jīng)過LISN，因此也就沒有共模噪聲了。（如果不接地的話，由于屏蔽罩對于參考地以及輸出線仍有雜散電容，噪聲電流仍然會流到參考地上，無法起到降低EMI的效果。）
圖 16：接地屏蔽罩對于電場耦合的影響
圖17說明了接地對于高頻磁場耦合的效果。當di/dt節(jié)點被屏蔽后，在理想情況下（屏蔽罩與di/dt環(huán)路的耦合非常好，高頻時屏蔽罩的阻抗基本為感性），屏蔽罩可以產(chǎn)生一個渦流抵消原來di/dt環(huán)路對外界的影響。解耦后，如圖17右側所示，原來磁場耦合產(chǎn)生的感應電壓源可以被屏蔽罩抵消。
圖 17：屏蔽罩對于高頻磁場耦合的影響
從EMI測試結果也可以驗證，在加上屏蔽罩之后，如圖18所示，傳導噪聲有明顯的改善，在有2m輸出線的情況下也可以滿足CISPR25-Class5的要求，并有6dB的裕量。
圖 18：有無接地屏蔽罩的傳導EMI測試結果對比
另外，在這次分享中，我們雖然是以一個Class-D功放作為例子，但是，文中提到的方法也適用于其他的芯片哦。比如MPS公司產(chǎn)品 --- MPQ7200，它是一個同步LED驅動，它使用了抖頻，對稱VIN設計等一系列手段降低EMI（具體技術可以參考我們?nèi)ツ甑腅MI話題分享）。
如圖19所示，當沒有輸出線時，傳導EMI噪音非常低，但當加上2m輸出線時，它也會在對應的位置出現(xiàn)兩個諧振峰。
圖 19：MPQ7200有無2m輸出線時的傳導EMI測試結果
同理，通過加屏蔽罩的方式，如圖20所示，我們可以減少它的傳導噪聲，這一效果在高頻尤其明顯。這也說明了這次分享中提到的原理和降噪措施對于各種變換器拓撲都是通用的。
圖 20：MPQ7200有無屏蔽罩時的傳導EMI測試結果。
最后，我們來進行一下總結，在本次分享中，我們先介紹了高頻共模傳導EMI的建模，并在模型中考慮了電場耦合和磁場耦合的影響；之后，我們通過傳輸線理論解釋了輸出帶長線負載的傳導EMI結果為什么會出現(xiàn)諧振峰，并可以準確預測它的位置；最后，我們介紹了一系列的通用的EMI降噪方法并進行了對比。
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