【導(dǎo)讀】對于許多設(shè)計人員來說，反激拓?fù)涫堑托阅?、低效率和差的交叉調(diào)節(jié)的同義詞。為了充分發(fā)揮這種拓?fù)涞臐摿?，需要很好地理解它的許多不那么明顯的微妙之處。本篇文章主要先介紹反激變換器基礎(chǔ)知識回顧。
對于許多設(shè)計人員來說，反激拓?fù)涫堑托阅?、低效率和差的交叉調(diào)節(jié)的同義詞。為了充分發(fā)揮這種拓?fù)涞臐摿Γ枰芎玫乩斫馑脑S多不那么明顯的微妙之處。本篇文章主要先介紹反激變換器基礎(chǔ)知識回顧。
一、能量傳輸
反激式轉(zhuǎn)換器首先在主電源開關(guān)打開時將能量從輸入源存儲到變壓器中。當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時，變壓器電壓反轉(zhuǎn)，正向偏置輸出捕捉二極管并將能量輸送到輸出。
對于反激式拓?fù)?，輸出可以是正的或?fù)的（由變壓器極性點定義）。有兩種基本的能量傳輸工作模式。第一種是連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM)，當(dāng)下一個導(dǎo)通周期開始時，存儲在反激變壓器中的部分能量仍保留在變壓器中。第二種模式是非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)，其中存儲在變壓器中的所有能量在關(guān)斷期間轉(zhuǎn)移到負(fù)載。臨界導(dǎo)通模式 (CRM) 是第三種模式，也稱為過渡模式 (TM)，它正好位于 DCM 和 CCM 之間的邊界處，發(fā)生在開關(guān)周期結(jié)束時存儲的能量剛好為零時。
圖1 CCM
DCM
圖2 TM
圖1和2圖示了CCM、DCM和TM工作模式。圖 3 說明了 CCM 和 DCM 工作時的電流。
圖3
DCM 工作時，當(dāng)初級 MOSFET 導(dǎo)通時，初級電流從零開始并上升到峰值，該峰值可能是可比 CCM 應(yīng)用中峰值電流的兩倍以上。關(guān)斷時，安匝數(shù)轉(zhuǎn)移到次級，次級電流降至零，并一直保持到下一個開關(guān)周期的開始。為 DCM 工作設(shè)計的反激變壓器需要比為 CCM 工作設(shè)計的反激變壓器更小的電感值，因為電流紋波 (ΔIL) 要高得多。在某些應(yīng)用中，較低的電感可能會導(dǎo)致體積較小的變壓器；假設(shè)效率和熱性能仍然可以接受。
TM 模式與 DCM 類似，不同之處在于初級 MOSFET 在漏極電壓處于其最低電平時導(dǎo)通。這種時序提供了最小的導(dǎo)通損耗和更高效的工作，但是，開關(guān)頻率是可變的。
采用 CCM 時，電感值較大，電流和磁場的紋波分量相對較小。以下限制是可接受的初級峰值電流的良好工作折衷。
這也可用于定義效率和變壓器尺寸之間的適當(dāng)權(quán)衡。忽略初級 MOSFET 導(dǎo)通時的損耗（見圖 1），初級電流以定義為的速率增加
其中 Vi 是輸入電壓，L 是在變壓器初級處測得的電感值，IL 是流經(jīng)初級的電流（見圖 1 中的 IP），TS 是一個開關(guān)周期的時間段。
遵循相同的假設(shè)，當(dāng)初級 MOSFET 關(guān)閉且變壓器電流已轉(zhuǎn)移到其次級繞組時，次級電流以公式 (2) 定義的速率下降，除非它變得不連續(xù)：
其中 Vo 是輸出電壓，n2 = N2/N1，ILS 是次級磁化電流（見圖 2 中的 Io）。
請注意，變壓器的初級側(cè)和次級側(cè)之間的耦合是不完美的，因為它們之間存在漏電感。在初級到次級的換向過程中，泄漏能量不能直接轉(zhuǎn)移到次級，因此必須被吸收。如果沒有一個鉗位電路，唯一的路徑的泄漏電感電流可以流通是通過充電MOSFET的寄生的漏極至源極電容。如果不采取預(yù)防措施，MOSFET 開關(guān)可能會被電壓擊穿損壞。圖 3 顯示了一個通用鉗位電路示例。后面我們會介紹鉗位電路相關(guān)內(nèi)容。
請注意在 CCM、DCM 和 TM 中變壓器每一側(cè)的電流的不連續(xù)特性。與降壓或升壓等其他無變壓器拓?fù)湎啾?，這是一個根本區(qū)別。變壓器兩側(cè)的高紋波電流直接影響輸出電壓紋波、效率和差模傳導(dǎo) EMI。
此外，盡管變壓器兩側(cè)存在電流不連續(xù)性，但在 CCM 下運(yùn)行通常比在 DCM 下運(yùn)行會產(chǎn)生更好的效率。 DCM 中較高的 rms 電流是支持這一事實的一個原因，因為這意味著 MOSFET、初級和次級電容器以及初級鉗位的耗散更高。然而，由于 DCM 操作的電感值較低，因此物理尺寸相同的變壓器在 DCM 操作中的傳導(dǎo)損耗可能比設(shè)計用于 CCM 操作的變壓器要小，即使其 rms 電流更高。在某些交流線路應(yīng)用和操作條件下，TM 操作可能能夠提供與 CCM 相似甚至更好的效率?？紤]到磁場的大交流分量，在 DCM（和 TM）下運(yùn)行時還必須考慮磁芯損耗。CCM 操作通常對應(yīng)于較低的交流磁場；因此，設(shè)計變壓器時的主要限制是磁芯飽和而不是磁芯損耗。
在 DCM 中，傳輸?shù)哪芰坑蓪?dǎo)通時間、輸入電壓和電感值決定。在每個循環(huán)中總是有一個完整的能量轉(zhuǎn)移，定義為：
其中 PDCM 是 DCM 中的負(fù)載功率，L 是在變壓器初級測得的電感值，D 是控制開關(guān)占空比，而 Freq 是開關(guān)頻率。
這也意味著在 DCM 中，以下占空比公式取決于負(fù)載電流和輸入電壓：
相反，在 CCM 中，占空比方程為：
二、控制方面
反激拓?fù)涞奶攸c之一是能量僅在控制開關(guān)關(guān)斷期間傳遞給負(fù)載；在 ON 時間內(nèi)任何控制動作的效果都會延遲到下一次開關(guān)關(guān)閉。例如，為了響應(yīng)導(dǎo)致輸出電壓降低的負(fù)載階躍增加，控制器增加導(dǎo)通時間以增加變壓器中存儲的能量。增加 ON 時間實際上減少了 OFF 時間。如果有 CCM 模式，在最初的幾個周期中傳遞給負(fù)載的能量減少，初始反應(yīng)導(dǎo)致更大的輸出電壓降。只有在來自較長導(dǎo)通時間的能量在幾個周期內(nèi)轉(zhuǎn)移到負(fù)載后才能恢復(fù)到調(diào)節(jié)狀態(tài)。在小信號分析建模中，這種狀態(tài)被稱為右半平面零 (RHPZ)。對于 RHPZ，相位隨著增益的增加而減小，在定義控制環(huán)路補(bǔ)償時必須考慮這一點。
圖4 輸入電壓和負(fù)載電流對 RHPZ 頻率影響的示例
圖 4 說明了輸入電壓和輸出負(fù)載電流對 RHPZ 頻率的影響。有關(guān) RHPZ 的轉(zhuǎn)換器的一般規(guī)則是在最低輸入線電壓和最大負(fù)載下進(jìn)行設(shè)計，將控制反饋環(huán)路的帶寬限制在 RHPZ 頻率的五分之一左右。RHPZ 方程為：
即使在 DCM 模式中，RHPZ 也存在，但通常不是問題，DCM模式中通常超過開關(guān)頻率的一半。
控制反激拓?fù)洳僮鞯膬煞N最流行的方法是電壓模式控制 (VMC) 和峰值電流模式控制 (CMC)。CMC 使用磁化電流來定義占空比，而 VMC 不使用。在 CCM 下運(yùn)行時，由于變壓器的電感和輸出電容器，使用 VMC 的設(shè)計具有相對低頻的雙極點。因此，它比峰值 CMC 更難補(bǔ)償，它基本上由驅(qū)動相同電容器的電流源組成。相反，當(dāng)在 CCM 下運(yùn)行時使用峰值 CMC 時，必須進(jìn)行斜率補(bǔ)償以避免當(dāng)工作占空比超過甚至接近 50% 時出現(xiàn)次諧波振蕩。 這通常是通過向電流反饋信號添加外部斜坡來實現(xiàn)的，從而創(chuàng)建復(fù)合信號。
綜上，我們對反激變換器的模式進(jìn)行了對比分析。
對于幾種模式中的相關(guān)技術(shù)點，我們在后文會詳細(xì)論述。
（來源：電源網(wǎng)星球號，作者：electronicLee）
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