文中研制了一套模擬并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，實現(xiàn)了頻率跟蹤、最大功率跟蹤、相位跟蹤、輸入欠壓保護、輸出過流保護、反孤島效應(yīng)等功能；采用Atmega16高速單片機，實現(xiàn)了內(nèi)部集成定時、計數(shù)器功能；利用定時器T／C2的快速PWM功能，實現(xiàn)SPWM信號的產(chǎn)生；采用T／C1的輸入捕獲功能，實現(xiàn)了頻率相位監(jiān)測和跟蹤以及對失真度、輸入電壓、輸出電流等物理量的檢測與控制。

 

 

1 整體方案設(shè)計
設(shè)計采用Atmega16單片機為主體控制電路，工作過程為：與基準(zhǔn)信號同頻率、同相位正弦波經(jīng)過SPWM調(diào)制后，輸出正弦波脈寬調(diào)制信號，經(jīng)驅(qū)動電胳放大，驅(qū)動H橋功率管工作，經(jīng)過濾波器和工頻變壓器產(chǎn)生于基準(zhǔn)信號通頻率、同相位的正弦波電流。其中，過流、欠壓保護由硬件實現(xiàn)，同步信號采集、頻率的采集、控制信號的輸出等功能，均由Atmega16完成。系統(tǒng)總體設(shè)計框圖如圖1所示。

 

 

圖一：系統(tǒng)樞圖

 

2 硬件電路設(shè)計
硬件電路設(shè)計分為DC／AC驅(qū)動電路、DC／AC電路和濾波電路3部分和平滑電容C1，電路原理如圖2所示。

 

 

圖二：ACDC轉(zhuǎn)換電路

 

是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4組成，其中P3和P4是控制信號輸入端，R3和R4為限流電阻。集電極的電流直接影響波形上升沿的陡峭度，集電極電流越大輸出的波形越陡峭。因為R2和R1與集電極pn節(jié)的寄生電容形成了一個RC充放電的時間常數(shù)，集電極pn結(jié)的寄生電容無法改變，只有通過改變R1和R2的值來改變時間常數(shù)，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集電極電流就越大；RC的充電時間常數(shù)越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集電極電流，會增加系統(tǒng)的功耗，權(quán)衡利弊選擇一個合適的值。其次，射級pn結(jié)的寄生電容也會影響Q3和Q4的關(guān)斷時間和波形上升沿的陡峭度。所以在驅(qū)動電路中各加了一個放電回路，即拉地電阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的關(guān)閉速度，這樣就使集電極的波形更陡峭。同樣在保證基極射極pn不損壞的條件下，基極的電流也是越大越好，但也會帶來損耗問題，權(quán)衡利弊選擇一個合適的值。關(guān)于兩個電阻的取值，這里假設(shè)三極管的放大倍數(shù)為β，基極電流Ib，集電極電流Ic，流過R5的電流為I5，流過R3的電流為I3，R3的壓降為V3，驅(qū)動信號為V，R5的壓降為V5，有

 

 

實際中R3和R5應(yīng)該比計算值小，這樣是為了讓三極管工作在飽和狀態(tài)，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。
 

2．2 DC-AC電路　　

是由兩只p溝道MOSFET。Q1、Q2和兩只n溝道MOSFET Q5、Q6組成。在這里沒有采用4只n溝道MOSFET，原因是驅(qū)動電路復(fù)雜，如果采用上面的驅(qū)動電路接近電源的兩個導(dǎo)體管不能完全導(dǎo)通，發(fā)熱量為接近地一側(cè)導(dǎo)體管4倍以上，功耗增加，所以采用對管逆變即減小了功耗，而且驅(qū)動電路簡單。通過控制4個導(dǎo)體管的開關(guān)速度再通過低通濾波器即可實現(xiàn)DC／AC功能。
 

2．3 濾波電路　　

兩個肖特基整流二極管1N5822為續(xù)流二極管，這里為防止產(chǎn)生負電壓，C2、C3、C4、C5、L1、L2組成低通濾波器，其中C5、C6為瓷片電容，C2、C3用電解電容，充放電電流可以流進地，L1、L2為帶鐵芯的電感，帶鐵芯的電感對高頻的抑制比空心電感更好，電感值更高。關(guān)于參數(shù)的選取和截止頻率的計算如下

 

 

 

3．1 電流采樣電路的設(shè)計　　

由于終端負載一定，所以電流采樣實際等同于一個峰值檢測的過程，此電路實際是一個峰值檢測電路，P3為信號的2個輸入端，調(diào)整R10，R11和R17、R18取值來實現(xiàn)峰值測功能，電路中的阻值并不準(zhǔn)確，需要實際中根據(jù)信號的幅值來調(diào)整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14、R15、R19、R20的電流為模擬比較器內(nèi)部偏置電流的10倍以上，電阻的阻值盡可能大，這樣既減小了功耗也保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。Y3采用模擬比較器LM393，LM393內(nèi)部為開集電極輸出，應(yīng)用的時候輸出端要接一個上拉電阻，電路如圖3所示。

 

 

圖三：電流采樣電路

 

3．2 MPPT采樣電路　　

在光伏系統(tǒng)中，通常要求太陽能電池的輸出功率始終最大，系統(tǒng)要能跟蹤太陽電池輸出的最大功率點。如果負載不能工作在電池提供的最大功率點，就不能充分利用在當(dāng)前條件下電池所能提供的最大功率。因此，必須在太陽能電池和負載之間加入阻抗變換器，使得變換后的工作點正好和太陽能電池的最大功率點重合，使太陽能電池以最大功率輸出，這就是太陽能電池的最大功率跟蹤。即最大功率跟蹤MPPT，是本套光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置研究的一個重要方向。由于光伏電池的最大功率輸出點是隨光強、負載和溫度變化的。為充分利用太陽能，系統(tǒng)必須實現(xiàn)最大功率點的跟蹤。本套光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬采用恒定電壓控制方法，其優(yōu)點是簡單易行，且可以跟蹤最大功率點。電路的工作原理：本模塊電路的核心也是模擬比較器LM393，TL431提供7．5 V的基準(zhǔn)電壓，在這里基準(zhǔn)電壓取值建議≥7．5 V，取值可以比7．5 V稍大，以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，應(yīng)保證流過R3、R9的電流為模擬比較器LM393偏置電流的10倍以上，R3、R9的取值盡可能大。R1、R2并聯(lián)是為了調(diào)試方便，現(xiàn)實中很難找到阻值很合適的電阻，滑動變阻器昂貴，所以用兩個電阻并聯(lián)調(diào)試效果比較理想。假設(shè)R為R1、R2并聯(lián)值，流過R的電流為I，則有

 

 

式(9)中的，可以認為是TL431的灌電流的最小值，流過R6的電流和模擬比較器LM393的偏置電流忽略不計。R6和R13阻值選取，應(yīng)參考TL431內(nèi)部1腳的偏置電流，流過R6和R13的電流應(yīng)該10倍于TL431內(nèi)部1腳的偏置電流，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下盡量減小功耗?！　?/div>