【導讀】功率推挽電路的尖峰問題，好比電子領域的“牛皮癬”，屬于很難治的疑難雜癥。大師級牛人從原理出發(fā)分析了在推挽逆變器中兩開關(guān)管漏極產(chǎn)生尖峰的原因，創(chuàng)意性的提出有源鉗位的改進方法，并在實際應用中得到驗證是可行的，相比于傳統(tǒng)推挽逆變器，極大地提升了性能、效率和穩(wěn)定性。
一 推挽逆變器的原理分析
主電路如圖1所示：
Q1，Q2理想的柵極（UG1,UG2）漏極(UD1,UD2)波形如圖2所示：
實際輸出的漏極波形：
從實際波形中可以看出，漏極波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2兩管同時截止的死區(qū)處都長了一個長長的尖峰，這個尖峰對逆變器/UPS性能的影響和開關(guān)管Q1,Q2的威脅是不言而喻的，這里就不多說了。
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二 Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的成因分析
從圖1中可以看出，主電路功率元件是開關(guān)管Q1,Q2和變壓器T1。 Q1,Q2的漏極引腳到TI初級兩邊走線存在分布電感， T1初級存在漏感，當然T1存在漏感是主要的?？紤]到漏感這個因素我們畫出推挽電路主電路等效的原理圖如圖4所示：
從圖4中可以看出L1,L2就等效于變壓器初級兩邊的漏感，我們來分析一下Q1導通時的情形：當Q1的柵極加上足夠的驅(qū)動電壓后飽和導通，電池電壓加到漏感L1和變壓器T1初級上半部分，當然絕大部分是加到T1初級上半部分,因為L1比T1初級上半部分電感小得多。此時Q2是截止的，主電路電流方向為從電池正極到T1初級上半部分到L1到Q1的DS再回到電池的負極;L1上電壓的極性為左負右正，T1初級上半部分電壓的極性為上負下正，如圖5所示：
當Q1柵極信號由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，此時Q2也還截止，即死區(qū)處Q1,Q2都不導通，T1初級上半部分由于和次級耦合的原因，能量僅在Q1導通時向次級傳遞能量，到Q1截止時T1初級上半部分上端的電位已恢復到電池電壓，而L1可以看做是是一個獨立的電感，它儲存的能量耦合不到變壓器T1的次級。但是，隨著Q1由導通轉(zhuǎn)向截止，L1上的電流迅速減小，大家知道電感兩端的電流是不能突變的，根據(jù)自感的原理L1必然要產(chǎn)生很高的反向感生電動勢來阻礙它電流的減小，所以此時電感電壓的極性和圖5相反，T1初級上半部分的電壓為0，兩端點的電壓都等于電池電壓，此時Q1漏極的電壓就等于L1兩端的電壓和電池電壓之和，這就是Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的原因，如圖6所示。
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三 Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的消除
上面我們已經(jīng)分析了Q1,Q2兩管漏極產(chǎn)生尖峰的原因，下面我們就來想辦法消除這個尖峰了。我想到的辦法就是Q1,Q2的漏極到電池的正極加一個開關(guān)，當然這個開關(guān)也由MOS管來充當，當然其它功率管也行。這個開關(guān)只在Q1,Q2都截止時才導通，用電路實現(xiàn)如圖7所示：
由圖7可以看出，加入D1,D2可以防止Q3,Q4寄生二極管的導通，這樣，Q1,Q2漏極的尖峰就可以限制在D1,D2和Q3,Q4的壓降之和了，而這個壓降是很小的，漏感的尖峰的能量也釋放回電池和C1了。
Q1,Q2,Q3,Q4的驅(qū)動時序如圖8所示：
加入了有源嵌位后實際輸出的波形如圖9所示：
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四 這個電路和全橋逆變電路的比較：
看到這里，大家也許會說，這個電路和全橋電路不是一樣嗎？你的電路還多了兩個二極管。不錯，這個電路和那種兩橋臂上下管都互補的全橋電路來說還是有些相似，最大的不同就是我這個電路主電路還是推挽，它的導通壓降還是一個MOS管的導通壓降，而全橋電路是兩個MOS管的導通壓降！對于采用低電壓大電流電池供電的應用場合，這個電路的損耗更小，效率更高，因為漏感的儲能比較小， Q3,Q4選型時可以比Q1,Q2電流小得多，因而節(jié)約了成本。
實際上Q3,Q4可以只用一個的，如圖10所示：
驅(qū)動邏輯改為，如圖11所示：
