本應(yīng)用指南通過(guò)對(duì)網(wǎng)絡(luò)分析儀的介紹，闡述了有關(guān)低頻網(wǎng)絡(luò)分析的基礎(chǔ)原理。我們?cè)诖酥饕榻B簡(jiǎn)單的低頻 2 端口器件測(cè)量，以及高阻抗探測(cè)技術(shù)和大衰減測(cè)量等相關(guān)主題。

 

50 Ω 被測(cè)件的基本測(cè)量配置

 

 

首先，針對(duì)使用低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量 2 端口器件的傳輸特性的配置，我們簡(jiǎn)要介紹一下典型的被測(cè)器件的連接方法。第一種情況是測(cè)量50 Ω 的器件的傳輸響應(yīng)特性，例如濾波器和電纜。圖2顯示的是使用儀表的增益相位測(cè)試端口進(jìn)行此類測(cè)試的配置情況。R通道接收機(jī)（VR）用于測(cè)量在50 Ω 系統(tǒng)阻抗的激勵(lì)源的輸出電壓（50 Ω 傳輸線輸入信號(hào)的電壓），T通道接收機(jī)（VT）用于測(cè)量經(jīng)過(guò)被測(cè)器件傳輸之后輸出信號(hào)的電壓，然后儀表計(jì)算測(cè)量到的電壓比(VT/VR)，即可得到傳輸系數(shù)S21。

 

圖3是用儀表的S參數(shù)測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量的配置。在S參數(shù)測(cè)試端口的后邊有多個(gè)內(nèi)置的定向橋，因此無(wú)需使用圖2中從外部接入測(cè)量配置中的功率分離器。大部分情況下，S參數(shù)測(cè)試端口用于測(cè)量50 Ω 的器件的傳輸響應(yīng)特性。是德科技：電容測(cè)量原理 - 測(cè)試參數(shù)第八章圖3是用儀表的S參數(shù)測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量的配置。在S參數(shù)測(cè)試端口的后邊有多個(gè)內(nèi)置的定向橋，因此無(wú)需使用圖2中從外部接入測(cè)量配置中的功率分離器。大部分情況下，S參數(shù)測(cè)試端口用于測(cè)量50 Ω 的器件的傳輸響應(yīng)特性。

 

對(duì)于大部分50 Ω 器件的傳輸響應(yīng)特性的測(cè)試情況，使用儀表的S參數(shù)測(cè)試端口就可以了。但是，對(duì)于大衰減器件的測(cè)量，例如測(cè)量DC - DC轉(zhuǎn)換器和大電容旁路電容器的只有毫歐量級(jí)的阻抗時(shí)，通常需要采用分流直通(Shunt-Thru)的測(cè)量方法，這種傳輸響應(yīng)特性的測(cè)量就要使用儀表的增益相位測(cè)試端口而不是S參數(shù)測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量。在這種情況下，增益相位測(cè)試端口接收機(jī)的半浮地結(jié)構(gòu)可以避免低頻范圍的測(cè)量誤差，該誤差是由激勵(lì)號(hào)源與接收機(jī)之間測(cè)試電纜的接地環(huán)路引起的（稍后會(huì)有詳細(xì)介紹）。

 

圖2 使用增益相位測(cè)試端囗測(cè)量50 Ω被測(cè)器件傳輸系數(shù)的測(cè)量配置

 

圖3 使用S參數(shù)測(cè)試端口測(cè)量 50 Ω 被測(cè)器件傳輸系數(shù)的測(cè)量配置

 

基本測(cè)量配置

 

非50 Ω 被測(cè)件，實(shí)例1

 

低頻2端口器件通常都是非50 Ω 的阻抗，低頻放大器電路就是一個(gè)最典型的例子。圖4是用增益相位測(cè)試端口測(cè)量低頻放大器的頻率響應(yīng)特性的測(cè)量配置實(shí)例。被測(cè)器件的輸入阻抗很高，輸出端口接的是一個(gè)非50 Ω 的負(fù)載ZL。根據(jù)實(shí)際應(yīng)用的要求，負(fù)載阻抗ZL可以是電阻性負(fù)載，也可以是電抗性負(fù)載。

 

待測(cè)參數(shù)是從被測(cè)器件輸入端口到輸出端口的電壓傳遞函數(shù)，即/out//in。與圖2和圖3顯示的測(cè)量50 Ω 器件的傳輸系數(shù)所不同的是，R通道接收機(jī)（VR）使用高阻抗探測(cè)方式直接測(cè)量被測(cè)器件輸入阻抗Zin上的交流電壓，而不是測(cè)量50 Ω 系統(tǒng)阻抗上的電壓。使用高阻抗探測(cè)可以在不影響被測(cè)器件的負(fù)載條件下測(cè)量輸出電壓（Vout）。

 

根據(jù)所要求的最高測(cè)量頻率、探頭的輸入阻抗、探頭的輸入電容等不同的情況（會(huì)在后邊進(jìn)行介紹），可以用同軸測(cè)量電纜或10:1的無(wú)源探頭把儀表的高阻抗測(cè)量接收機(jī)與被測(cè)器件連接起來(lái)。使用同軸測(cè)試電纜時(shí)，在R通道探測(cè)點(diǎn)上可以使用一個(gè)T型連接器。為了補(bǔ)償兩個(gè)探頭／測(cè)試電纜之間的頻率響應(yīng)和相位誤差，需要做直通響應(yīng)校準(zhǔn)，方法是把與T通道連接的探頭點(diǎn)在TPI測(cè)試點(diǎn)上，然后進(jìn)行測(cè)量。

 

圖4 使用增益相位端囗測(cè)量放大器的配置（最高測(cè)量量頻率可達(dá) 30 MHz）

 

如果要在30 MHz以上的測(cè)量頻率上測(cè)量放大器的頻率響應(yīng)，或者需要使用電容極小的探頭對(duì)放大器進(jìn)行測(cè)量，那就要用有源探頭在儀表的S參數(shù)測(cè)試端口上進(jìn)行測(cè)量，如圖5所示。與圖4的配置所不同的是，在這里進(jìn)行比值測(cè)量是以儀表內(nèi)R1接收機(jī)的50 Ω 阻抗為參考，并且必須要在TP1測(cè)試點(diǎn)上進(jìn)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)，才能正確地測(cè)量電壓傳遞函數(shù)/out//in。如果不進(jìn)行直通響應(yīng)校準(zhǔn)（或者沒(méi)有連接饋通件，如圖5所示），測(cè)得的增益會(huì)比正確值高出6 dB，原因是內(nèi)部50 Ω 參考接收機(jī)測(cè)得的交流電壓僅為Vin的一半。

 

在幾十MHz以上的高頻范圍內(nèi)進(jìn)行測(cè)量時(shí)，將50 Ω 饋通件連接至被測(cè)器件的輸入端口可以防止由儀表50 Ω 阻抗和被測(cè)器件的高輸入阻抗間的阻抗失配所引發(fā)的駐波。但是，連接饋通件會(huì)在測(cè)量電纜的在中心導(dǎo)體與接地之間形成分流信號(hào)的路徑，它可能會(huì)在進(jìn)行大衰減器的測(cè)量（例如CMRR和PSRR）時(shí)產(chǎn)生與接地環(huán)路相關(guān)的測(cè)量誤差，因此必須引起注意。如果嚴(yán)格考慮的話，最好不要連接饋通。

 

圖5 使用S參數(shù)測(cè)試端囗和有源探頭測(cè)量大器的配置（最高測(cè)量頻率可達(dá) 30 MHz)

 

非50 Ω被測(cè)件，實(shí)例2

 

圖6和圖7是測(cè)量2端口器件的配置實(shí)例，器件輸入與輸出阻抗的范圍是數(shù)百 Ω 至1或2 kΩ 。典型應(yīng)用為低頻無(wú)源濾波器，例如陶瓷濾波器和LC濾波器。在這些實(shí)例中，只需連接一個(gè)串聯(lián)電阻即可實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。圖6是使用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)試的配置方式，比值VT/VR就是1 kΩ系統(tǒng)阻抗的傳輸系數(shù)。

 

在有些濾波器的測(cè)量中，需要與負(fù)載電阻并聯(lián)一個(gè)負(fù)載電容CL再進(jìn)行測(cè)試。為了防止測(cè)量中對(duì)濾波器的特征參數(shù)產(chǎn)生影響，高阻抗探頭的輸入電容必須極低。因此，高阻抗T通道接收機(jī)應(yīng)連接輸入電容約為10 pF的 10:1無(wú)源探頭。否則，如果被測(cè)器件對(duì)電容性負(fù)載很敏感的話，就應(yīng)該用有源探頭在儀表的S參數(shù)測(cè)試端口上進(jìn)行測(cè)量，請(qǐng)看圖5所示的測(cè)量放大器的配置。

 

使用T通道的50 Ω 內(nèi)阻而不用高阻抗探頭進(jìn)行測(cè)量，并且按照?qǐng)D7所示連接另一個(gè)匹配電阻器，可以得到等效的測(cè)量結(jié)果。這種配置更為簡(jiǎn)單，優(yōu)點(diǎn)是在T通道內(nèi)不會(huì)引入探頭的電容。但是，此配置不適合測(cè)量高抑制比的濾波器，因?yàn)榇?lián)匹配電阻會(huì)降低測(cè)量的動(dòng)態(tài)范圍。在這種情況下，動(dòng)態(tài)范圍會(huì)下降20*Log（50/1000）=26 dB。

 

圖6 使用高阻抗探頭膊量無(wú)源中頻濾波器的測(cè)量配置（被測(cè)器件對(duì)電容性負(fù)載不是很敏感的情況）

 

圖7 使用儀表50 Ω 輸入端口測(cè)量無(wú)源中頻濾波器的測(cè)量配置

 

使用探頭在電路板上直接進(jìn)行測(cè)量

 

第二個(gè)應(yīng)用的例子是使用探頭直接在電路板上進(jìn)行測(cè)量一測(cè)量被測(cè)電路板上兩個(gè)測(cè)試點(diǎn)之間的電路或器件的頻率響應(yīng)特性。圖8顯示的是如何使用增益相位測(cè)試端口測(cè)量電路模塊2的頻率響應(yīng)特性。通過(guò)使用兩個(gè)高阻抗探頭在TP1和TP2測(cè)試點(diǎn)上進(jìn)行探測(cè)，可直接測(cè)量電路模塊2的頻率響應(yīng)特性。

 

與圖4中測(cè)量放大器的配置相似，在把儀表的高阻抗接收機(jī)與被測(cè)器件連接時(shí)，應(yīng)根據(jù)最高測(cè)試頻率、探頭的輸入阻抗和探頭的輸入電容等情況，適當(dāng)?shù)剡x擇使用同軸測(cè)試電纜或10:1 無(wú)源探頭進(jìn)行連接。

 

圖8 使用增益相位測(cè)試端囗和兩個(gè)高阻抗探頭對(duì)電路板上的被測(cè)器件行測(cè)量（最高測(cè)試頻率達(dá) 30 MHz)

 

E5061B矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀增益相位測(cè)試端口的最高測(cè)試頻率為30 MHz。如果使用探頭對(duì)電路板上的器件進(jìn)行測(cè)量的頻率超過(guò)了30 MHz，解決辦法是把一個(gè)有源探頭連接在S參數(shù)測(cè)試端口上，然后按照?qǐng)D9所示分兩步完成測(cè)量。

 

首先，把有源探頭點(diǎn)在TP1測(cè)量點(diǎn)上測(cè)量電路模塊1的響應(yīng)特性，并把測(cè)量結(jié)果存為寄存器軌跡。然后把探頭點(diǎn)在TP2測(cè)量點(diǎn)上測(cè)量電路模塊1和2的整體響應(yīng)響應(yīng)特性，把測(cè)量結(jié)果存為數(shù)據(jù)軌跡。最后我們可以用儀表進(jìn)行數(shù)據(jù)軌跡/寄存器軌跡的運(yùn)算功能得出電路模塊2的頻率響應(yīng)特性。

 

如果先把探頭點(diǎn)在TP1測(cè)量點(diǎn)上做直通響應(yīng)校準(zhǔn)，然后再把探頭點(diǎn)在TP2測(cè)量點(diǎn)上進(jìn)行測(cè)量，這樣也可能得到等效的測(cè)量結(jié)果。這樣做無(wú)需使用軌跡的運(yùn)算功能，直接就可以得出電路模塊2相對(duì)于TP1參考點(diǎn)的響應(yīng)特性。

 

如果被測(cè)器件在TP2點(diǎn)上的輸出特征對(duì)TP1點(diǎn)的電容很敏感的話，第二步測(cè)量中被測(cè)器件的條件將會(huì)與第一步測(cè)量略有不同，由這兩步測(cè)量結(jié)果的計(jì)算而得到的最終測(cè)量結(jié)果中會(huì)因此而有誤差。為了最大限度地減少測(cè)量誤差，如圖9所示，僅僅在進(jìn)行第二步測(cè)量時(shí)，需要連接一個(gè)電容值與與有源探頭的輸入電容大致相當(dāng)?shù)奶摂M電容C2。采用這種電容補(bǔ)償方式的應(yīng)用之一是使用上述兩步測(cè)量法測(cè)量高速運(yùn)算放大器的相位裕量，在后面我們會(huì)介紹一個(gè)實(shí)際測(cè)量的例子。

 

圖9 使用一個(gè)高阻抗探頭測(cè)量電路板內(nèi)的器件（最高測(cè)試頻率達(dá) 30 MHz)

 

低頻測(cè)量的中頻帶寬（IFBW）設(shè)置

 

在測(cè)量中如何設(shè)置 IFBW（中頻帶寬）是許多低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀的用戶首先遇到的常見(jiàn)問(wèn)題之一。進(jìn)行高頻測(cè)量時(shí)一般使用較寬的IFBW以獲得更快的掃描速度，但低頻測(cè)量需要用較窄的IFBW，來(lái)以避免主要由 LO饋通引起的測(cè)量誤差。以測(cè)量一個(gè)大衰減的器件為例，假設(shè)測(cè)量的起始頻率為1 kHz，IFBW為3 kHz，通過(guò)被測(cè)器件衰減的小信號(hào)會(huì)上變頻到一個(gè)中頻（IF）信號(hào)上，并能夠通過(guò)接收機(jī)的中頻濾波器。這時(shí)就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)問(wèn)題，如圖10所示，本地振蕩器的泄露信號(hào)（LO饋通）的頻率也是非常接近中頻頻率的，它也能通過(guò)中頻濾波器，這會(huì)造成不真實(shí)的頻率響應(yīng)測(cè)量結(jié)果。

 

圖11顯示的是一個(gè)用E5061B增益相位測(cè)試端口測(cè)量60 dB衰減器的測(cè)量結(jié)果，測(cè)量信號(hào)的功率為-10dBm，測(cè)量起始頻率為1kHz, IFBW設(shè)為3kHz, T測(cè)量通道和R測(cè)量通道的衰減器設(shè)置為20dB。您可以在所顯示的測(cè)量結(jié)果中看到，起始頻率附近出現(xiàn)了由LO饋通導(dǎo)致的錯(cuò)誤測(cè)量響應(yīng)。即便是在測(cè)量像低通濾波器這樣的器件，測(cè)得的射頻信號(hào)的功率較高時(shí)，也會(huì)有類似的情況出現(xiàn)。

 

在這種情況下，在起始頻率附近測(cè)得的的軌跡會(huì)因與射頻信號(hào)頻率極為接近的LO饋通的干擾而變得不穩(wěn)定。為了避免這些問(wèn)題，可將IFBW設(shè)置為遠(yuǎn)低于起始頻率的值（例如，設(shè)定為起始頻率的1/5），或者使用IFBW AUTO（中頻帶寬自動(dòng)）的模式 一 儀表在進(jìn)行對(duì)數(shù)掃描時(shí)頻率每變化十倍就由窄至寬自動(dòng)設(shè)置IFBW的值，這樣可以使總的掃描時(shí)間不會(huì)太長(zhǎng)。E5061B的IFBW AUTO模式隨著掃描頻率的增加把各個(gè)IFBW的值設(shè)定為每十倍頻程起始頻率的五分之一。

 

圖10 LO饋通導(dǎo)致的測(cè)量誤差

 

圖11 對(duì)60 dB衰減器進(jìn)行測(cè)量的結(jié)果（開(kāi)始頻率 =1 kHz, IFBW=3 kHz 和AUTO）

 

使用高阻抗探頭的測(cè)量方法

 

采用恰當(dāng)?shù)奶綔y(cè)方法對(duì)于精確地使用高阻探頭進(jìn)行測(cè)量是十分重要的，要特別留意的地方是探頭的輸入電容。探頭上較大的輸入電容在高頻測(cè)量條件下會(huì)降低探頭的輸入阻抗。例如，如果探頭尖的輸入電容（Cin）為100pF，在測(cè)量頻率為100k Hz時(shí)它的輸入阻抗為15.9 k Ω (1/(2*pi*f*Cin))，仍為高阻抗。但是測(cè)量頻率若升至10 MHz，它的輸入阻抗就成了159 Ω ，對(duì)很多測(cè)量的情況來(lái)說(shuō)，這樣的阻抗是不夠高的。另外，探頭的輸入電容太高還會(huì)影響對(duì)電容性負(fù)載比較靈敏的器件的測(cè)量結(jié)果，例如無(wú)源中頻濾波器、諧振電路和放大器的某些由電容條件決定的參數(shù)（例如放大器的相位裕量）。對(duì)于這些應(yīng)用，如果網(wǎng)絡(luò)分析儀有高阻抗輸入端口（例如E5061B），則有必要使用低輸入電容的探測(cè)方法。在測(cè)量時(shí)連接DUT的最簡(jiǎn)單的方法就是使用同軸電纜（例如一端是測(cè)試線夾的BNC電纜）或1:1的無(wú)源探頭把DUT連接到儀表的高阻抗輸入端口上，如圖12所示。

 

如果測(cè)量頻率范圍低于1 MHz，并且作為電容負(fù)載的探頭的輸入電容不會(huì)影響到被測(cè)器件，該方法是一個(gè)好的解決方案。與10:1的無(wú)源探頭相比，這種1:1 的探測(cè)方法不會(huì)降低測(cè)量的動(dòng)態(tài)范圍，即便是測(cè)量很小的信號(hào)，也可以有良好的信噪比（SNR）。該方法的缺點(diǎn)是，由于測(cè)試電纜電容與高阻抗輸入端口電容的疊加，探頭的輸入電容會(huì)較高。即使采用很短的電纜，電纜末端的輸入電容也會(huì)達(dá)到幾十個(gè)pF。因此，該方法不適合測(cè)量頻率超過(guò)1MHz的高頻測(cè)量，也不適用于對(duì)電容性負(fù)載比較敏感的測(cè)量。

 

圖 12 同軸測(cè)試電纜或1:1無(wú)源探頭

 

如圖13所示，用示波器常用的10:1無(wú)源探頭可以降低探頭輸入電容，這種探頭專門(mén)為與高阻抗輸入端口一起使用而設(shè)計(jì)。10:1無(wú)源探頭末端的輸入電容一般約為10pF左右，這使它能夠用于更高測(cè)量頻率的探測(cè)。與通用示波器應(yīng)用類似，如果儀表內(nèi)有高輸入阻抗測(cè)量端口的話，使用10:1無(wú)源探頭進(jìn)行高阻抗探測(cè)是常見(jiàn)的方式。它的缺點(diǎn)是測(cè)量動(dòng)態(tài)范圍會(huì)因受到探頭10:1衰減的影響而降低20dB。因此，該方法不適用于測(cè)量極小信號(hào)的情況。

 

有源探頭有很高的輸入電阻和極小的輸入電容，而且因?yàn)樵谔筋^的端口附近有有源電路部件，因此它對(duì)被測(cè)信號(hào)不會(huì)進(jìn)行衰減，如圖14所示。例如，41800A有源探頭（從直流至50 Ω MHz)的輸入電阻//電容分別是100 k Ω //3pF。另外，您可以通過(guò)在探頭末端連接一個(gè)10:1的適配器，使得探頭的阻抗和電容可以達(dá)到1 M Ω //1.5 pF, 不過(guò)這樣會(huì)使動(dòng)態(tài)范圍降低20 dB。如果您需要在超過(guò)30 MHz的高頻率范圍內(nèi)進(jìn)行測(cè)量，或是被測(cè)器件對(duì)電容性負(fù)載極為敏感，我們推薦您選擇有源探頭。

 

圖13 10:1無(wú)源探頭

 

圖14 有源探頭

 

做比值測(cè)量時(shí)對(duì)信號(hào)的分離

 

為了測(cè)量50 Ω 器件的傳輸系數(shù)，例如系統(tǒng)阻抗Z0 = 50 Ω 的無(wú)源濾波器，或特征阻抗Z0為其它值的器件的傳輸系數(shù)（需使用匹配電路對(duì)系統(tǒng)阻抗進(jìn)行轉(zhuǎn)換), 需要把儀表激勵(lì)源輸出的信號(hào)分離開(kāi)分別送給儀表50 Ω 的R通道測(cè)量接收機(jī)（參考信號(hào)）和被測(cè)器件的輸入端口。如果所使用的激勵(lì)源的輸出端口沒(méi)有內(nèi)置的信號(hào)分離器件（例如：內(nèi)置功率分離器或內(nèi)置定向橋），則需要使用恰當(dāng)?shù)姆蛛x器件在儀表的外部完成信號(hào)的分離。

 

E5061B-3L5 有S參數(shù)測(cè)試端口，對(duì)大部分50 Ω 器件的傳輸特性的測(cè)量，都可以使用S參數(shù)測(cè)量端口而無(wú)需使用外部的信號(hào)分離器件。但在有些需要使用儀表的增益相位測(cè)試端口測(cè)量傳輸系數(shù)的應(yīng)用中，例如用分流直通法 (Shunt-thru) 測(cè)量DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗，就有必要采用外部信號(hào)分離器件。

 

對(duì)于以測(cè)量線性器件為主的通用網(wǎng)絡(luò)分析來(lái)說(shuō)，對(duì)信號(hào)分離器件最重要的要求是能夠在進(jìn)行比值測(cè)量時(shí)保證有50 Ω 的激勵(lì)源輸出阻抗（源匹配）。最常見(jiàn)也是最被推薦使用的信號(hào)分離器件是雙電阻型功率分離器，頻率范圍從DC至GHz, 能夠在比值測(cè)量中保證有極好的源輸出阻抗。

 

圖15-a所示的使用功率分離器完成的比值測(cè)量等同于圖15-b完成的兩個(gè)測(cè)量一圖15-a上分支點(diǎn)的交流電壓(Vo)可以視為圖15-b上的兩個(gè)虛擬激勵(lì)源電壓。如圖所示，R通道和T通道測(cè)量中的等效源輸出阻抗值為50 Ω ，這通常是50 Ω 網(wǎng)絡(luò)測(cè)量的理想源匹配條件。

 

請(qǐng)注意，雙電阻型功率分離器僅適用于比率測(cè)量，不適用于50 Ω 系統(tǒng)阻抗的絕對(duì)電壓測(cè)量，原因在于從被測(cè)器件方向看過(guò)去分離器的物理輸出阻抗為83.3 Ω, 而不是50 Ω。

 

圖15 使用功率分離器對(duì)50 Ω 的器件行比值測(cè)量

 

除了功率分離器之外，另外可以分離信號(hào)的器件是低頻定向耦合器或無(wú)功功率分配器（與變壓器交流耦合），它們的兩個(gè)輸出端口之間有較高的隔離度（25或30dB）。(minicircuits.com)生產(chǎn)的ZFDC-15-6定向耦合器（0.03至35 MHz, BNC接口）或ZFSC功率分配器(0.002至60 MHz，BNC接口）就是其中的代表產(chǎn)品。盡管它們的最高頻率只有30 MHz或60 MHz左右，低頻頻率只能到幾kHz或數(shù)十kHz，但在頻率范圍能夠滿足應(yīng)用要求的時(shí)候，這些器件都是理想的選擇。因?yàn)樗鼈儍蓚€(gè)輸出端口之間的高隔離度，被測(cè)件輸入端口的反射信號(hào)不會(huì)直接進(jìn)入R通道接收機(jī)，因此不會(huì)影響到R通道的測(cè)量結(jié)果。

 

如果在比值測(cè)量中用上述器件作為分離信號(hào)的器件，它們的等效源匹配的效果會(huì)不如使用雙電阻型功率分離器的效果，為了改善源匹配的效果，有時(shí)有必要在其輸出端口與被測(cè)器件之間連接一個(gè)衰減器（6 dB左右）。這種信號(hào)分離器件相對(duì)于功率分離器的優(yōu)勢(shì)在于其絕對(duì)源輸出阻抗（端口匹配）為50 Ω ，這使您能在50 Ω 的環(huán)境下進(jìn)行絕對(duì)電壓測(cè)量，雖然一般情況下在低頻測(cè)量的應(yīng)用中進(jìn)行電壓的絕對(duì)測(cè)量不像在射頻應(yīng)用中進(jìn)行絕對(duì)值測(cè)量那么有意義。

 

由三個(gè)電阻組成的電阻功率分配器的三個(gè)電阻臂的電阻值為Z0/3，這種功率分離器不適用于比值測(cè)量。如果我們將三電阻型電阻功率分配器的分支點(diǎn)作為虛擬信號(hào)源（與雙電阻型功率分離器類似), 那么其等效源輸出阻抗就不是50 Ω ，而是50/3=16.7 Ω ，而且輸出端口之間的隔離度也較低（只有6dB）。除非被測(cè)器件的輸入阻抗精確為50 Ω ，否則在比值測(cè)量中使用三電阻型功率分配器會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的測(cè)量誤差。

 

圖16 定向耦合器/電橋

 

圖17 電阻功率分配器（不適用于比值測(cè)量）

 

在低頻范圍測(cè)量大衰減器件

 

測(cè)量誤差

 

使用傳統(tǒng)低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量大衰減的器件，當(dāng)測(cè)量頻率在100 KHz以下時(shí)，測(cè)量結(jié)果很可能會(huì)受到與測(cè)試電纜接地環(huán)路相關(guān)的誤差的影響。這些誤差在測(cè)量低頻放大器的CMRR和PSRR等指標(biāo)時(shí)會(huì)很明顯。最嚴(yán)重的問(wèn)題是由測(cè)量電纜的屏蔽電阻（金屬編織層的電阻）引起的誤差，該誤差在100 kHz以下的低頻范圍內(nèi)是不容忽視的。

 

圖18是使用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量大衰減器件的情況。當(dāng)被測(cè)器件的衰減值非常高時(shí)，被測(cè)器件的輸出電壓Vo將非常小。在理想的情況下，測(cè)量接收機(jī)VT測(cè)到的AC電壓也應(yīng)該是Vo。

 

但是，在低頻范圍內(nèi)，外部共模噪聲很可能會(huì)進(jìn)入激勵(lì)源與接收機(jī)之間的測(cè)試電纜的接地環(huán)路，如圖18所示。在測(cè)量電纜外部屏蔽層電阻Rc2上的電壓降為Vc2。由于被測(cè)電壓Vo本身就是很小的一個(gè)值，因此電壓Vc2會(huì)引起接收機(jī)VT的電壓測(cè)量誤差，這樣最終測(cè)得的衰減值將是錯(cuò)誤的。

 

根據(jù)Vo和Vc2之間不同的相位關(guān)系，實(shí)際測(cè)量得到的衰減值可能會(huì)高于或低于被測(cè)器件真實(shí)的衰減值?；蛘咴谟行┣闆r下，在測(cè)量結(jié)果的軌跡線上會(huì)出現(xiàn)一個(gè)比較明顯的的下陷。

 

圖18 由電纜屏蔽層電阻引起的測(cè)量誤差（1）

 

測(cè)試電纜的接地環(huán)路會(huì)在低頻測(cè)量范圍內(nèi)引起另外的測(cè)量誤差。您可以設(shè)想被測(cè)器件有一個(gè)分流信號(hào)路徑，其阻抗Zsh非常小的情況，典型例子就是用分流直通 (Shunt-thru) 方法測(cè)量供電網(wǎng)絡(luò)（Power Distribution Network）上的元器件在低頻頻段的毫歐量級(jí)的阻抗，例如直流一直流轉(zhuǎn)換器和大容值旁路電容器的阻抗等。

 

理想情況下，激勵(lì)源的信號(hào)在經(jīng)過(guò)被測(cè)器件之后應(yīng)該通過(guò)測(cè)量電纜的外部屏蔽層金屬返回到激勵(lì)源一側(cè)。

 

但是，在低頻測(cè)試時(shí)，激勵(lì)源的電流也會(huì)流入到T通道測(cè)量接收機(jī)一側(cè)測(cè)試電纜的屏蔽層中。與共模噪聲的現(xiàn)象相似，流入T通道測(cè)量電纜屏蔽層的激勵(lì)源電流會(huì)在測(cè)量電纜外屏蔽層的電阻Rc2上產(chǎn)生電壓降Vc2，這會(huì)在接收機(jī)VT的測(cè)量結(jié)果中造成誤差。在這種情況下，測(cè)得的衰減值將大于被測(cè)件的真實(shí)衰減值。

 

需要注意的是，這些與測(cè)試電纜接地環(huán)路相關(guān)的測(cè)量誤差只會(huì)在測(cè)量頻率低于100 kHz的范圍內(nèi)出現(xiàn)。在較高的測(cè)量頻率范圍內(nèi)，同軸測(cè)試電纜的電感起到了共模扼流器（巴侖）的作用，使得引起測(cè)量結(jié)果誤差的電流不會(huì)通過(guò)VT接收機(jī)一側(cè)測(cè)量電纜的屏蔽層。

 

圖19 由電纜的屏蔽層電阻引起的測(cè)量誤差（2）

 

在低頻范圍內(nèi)測(cè)量大衰減器件

 

傳統(tǒng)解決方案

 

目前有幾種技術(shù)可以最大程度地降低前面所述的測(cè)量誤差。傳統(tǒng)上最常用的方法是把小磁環(huán)套在測(cè)試電纜上或?qū)y(cè)試電纜在大磁環(huán)上繞幾圈，這種使用磁環(huán)方法的等效電路如圖20所示。磁環(huán)可以增加測(cè)量電纜屏蔽層的阻抗并抑制流經(jīng)電纜屏蔽層的電流，同時(shí)不會(huì)影響流入測(cè)量電纜中心導(dǎo)體和返回到激勵(lì)源一側(cè)的電流。

 

由磁環(huán)自身的電感在測(cè)量電纜屏蔽層上產(chǎn)生的阻抗會(huì)降低流經(jīng)接地環(huán)路的共模噪聲電流和流入VT接收機(jī)一側(cè)測(cè)量電纜屏蔽層的激勵(lì)源電流。另外，在激勵(lì)源一側(cè)的測(cè)量電纜上也使用磁環(huán)可以使激勵(lì)源電流通過(guò)電纜的屏蔽層返回到激勵(lì)源一側(cè)。

 

但實(shí)際上這種方法做起來(lái)不太容易，因?yàn)槲覀冃枰业诫姼辛亢芨撸ǜ叽艑?dǎo)率）的優(yōu)質(zhì)磁環(huán)，使其能完全消除出現(xiàn)在很低測(cè)量頻范圍內(nèi)的誤差。另外，有時(shí)候很難判斷磁環(huán)是否在有效地工作，特別是在被測(cè)器件的衰減特征不平坦的情況下。

 

針對(duì)這種應(yīng)用，我們推薦使用的環(huán)形磁芯是Metglas Finemet F7555G (Φ 79 mm) 。請(qǐng)參考www.metglas.com.

 

圖20 使用磁環(huán)降低測(cè)量誤差的解決萬(wàn)案

 

使用E5061B-3L5 的解決方案

 

E5061B-3L5 的增益相位測(cè)試端口（5 Hz至30 MHz)具有獨(dú)特的硬件體系結(jié)構(gòu)，能夠消除信號(hào)源至接收機(jī)測(cè)試電纜接地環(huán)路引起的測(cè)量誤差。圖21是使用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量的簡(jiǎn)化方框圖。接收機(jī)串接一個(gè)半浮地的阻抗 |Zg|, 該阻抗在100 kHz以下的低頻范圍內(nèi)大約是30 Ω 。與使用磁環(huán)的情況相似，我們可以直觀地看到阻抗|Zg| 阻止了測(cè)量電纜的屏蔽層電流?；蛘?，我們?cè)O(shè)被測(cè)器件接地一側(cè)的電壓擺幅是Va，如圖21所示，由于RshieId要比接收機(jī)輸入阻抗50 Ω 小得多，因此可通過(guò)以下公式近似得出VT:

 

VT=Vc2+Vo=Va x Rc2/(Rc2+Zg）+Vo

 

因?yàn)镽c2 << |Zg|, 上式中的第一項(xiàng)可以忽略不計(jì)，所以VT幾乎就是我們真正需要測(cè)量的Vo。因此，可以通過(guò)最大程度地降低屏蔽電阻的影響，能夠正確地測(cè)量出被測(cè)器件的大衰減量或毫歐級(jí)并聯(lián)阻抗。E5061B的增益相位測(cè)試端口可以輕松、精確地測(cè)量低頻范圍內(nèi)的大衰減值。

 

另一方面，與其他現(xiàn)有的低頻網(wǎng)絡(luò)分析儀一樣，E5061B-3L5 的S參數(shù)測(cè)試端口的測(cè)量接收機(jī)采用標(biāo)準(zhǔn)的接地體系結(jié)構(gòu)。如若使用S參數(shù)測(cè)試端口（例如，測(cè)量測(cè)頻超過(guò)30 MHz無(wú)法使用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量時(shí)）測(cè)量低頻大衰減器件，那么還是需要使用磁環(huán)來(lái)消除測(cè)試電纜的接地環(huán)路引起的誤差。

 

圖21 使用E5061B- 3L5增益相位測(cè)試端口的解決方案

 

增益相位測(cè)試端口的有效性

 

圖22顯示的是用E5061B S參數(shù)測(cè)試端口和增益相位測(cè)試端口對(duì)90 dB同軸衰減器進(jìn)行傳輸測(cè)量的結(jié)果，測(cè)試頻率范圍為100 Hz至10 MHz。圖中左側(cè)通道1的測(cè)量軌跡是使用S參數(shù)測(cè)試端口的測(cè)量結(jié)果。如圖所示，沒(méi)有使用磁芯的測(cè)量結(jié)果在低頻頻段內(nèi)顯示出不正確的數(shù)值偏大的測(cè)量結(jié)果，這是由激勵(lì)源和接收機(jī)之間測(cè)試電纜的接地環(huán)路引起的誤差。同一圖中的另一條軌跡是在測(cè)試電纜上加了磁環(huán)后的測(cè)量結(jié)果，雖然在低頻頻段上的測(cè)量結(jié)果有所改善，但在極低的測(cè)量頻率上測(cè)量結(jié)果仍不夠精確。

 

圖的右側(cè)通道2的測(cè)量軌跡是使用增益相位測(cè)試端口的測(cè)量結(jié)果。如圖所示，該方法可以正確地測(cè)量出測(cè)量頻率在 100 Hz以下時(shí) -90dB的衰減，測(cè)量結(jié)果不會(huì)受到測(cè)試電纜接地環(huán)路的影響。

 

圖22 三種不同測(cè)量方得到的測(cè)量結(jié)果的比較

 

運(yùn)算放大器測(cè)量實(shí)例

 

閉環(huán)增益

 

以下章節(jié)詳細(xì)說(shuō)明測(cè)量運(yùn)算放大器各種頻率響應(yīng)特征的實(shí)例。

 

圖23顯示的是用增益相位測(cè)試端口（測(cè)量頻率最高30 MHz)測(cè)量一個(gè)簡(jiǎn)單的反相放大器 (Av= -1）的閉環(huán)增益配置的實(shí)例。

 

為了最大限度地降低探頭電容對(duì)放大器負(fù)載條件的影響，建議使用10:1探頭，它具有相對(duì)較小的輸入電容。

 

為了精確測(cè)量增益和相位的頻響特性，需要把T測(cè)量通道的探頭點(diǎn)在TP1測(cè)試點(diǎn)上做直通響應(yīng)校準(zhǔn)，這樣可以消除兩個(gè)探頭之間的增益和相位的誤差。

 

圖23 使用增益相位試端口進(jìn)行環(huán)增益測(cè)量的配置實(shí)例

 

如果您需要在30 MHz以上的頻率上測(cè)量放大器的頻率響應(yīng)特性，則需要使用S參數(shù)測(cè)試端口和有源探頭。圖24顯示了一個(gè)配置實(shí)例，我們必須要把探頭點(diǎn)在TP1測(cè)試點(diǎn)上做直通響應(yīng)校準(zhǔn)，因?yàn)镽通道的接收機(jī)的輸入阻抗是50 Ω 的，我們需要把參考點(diǎn)設(shè)置在TP1上，這樣就可以測(cè)量被測(cè)器件輸入和輸出端口的電壓傳輸函數(shù)。

 

圖25顯示的是用E5061B的S參數(shù)測(cè)試端口和41800A有源探頭對(duì)高速運(yùn)算放大器進(jìn)行閉環(huán)增益測(cè)量的實(shí)例。游標(biāo)位于-3 dB的截止頻率上，這表明該放大器電路的帶寬約為20 MHz。

 

圖24 使用S參數(shù)測(cè)試端囗進(jìn)行環(huán)增益測(cè)量的配置實(shí)例

 

頻率=100Hz至100MHz

激勵(lì)源功率=0dBm

中頻帶寬自動(dòng)（上限=1kHz時(shí)）

 

圖25 閉環(huán)增益測(cè)量實(shí)例

 

開(kāi)環(huán)增益

 

測(cè)量運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)增益的方法有很多種。最常用的方法是測(cè)量電路中的電壓比VT/VR，如圖26所示。假設(shè)運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)增益為A，如果電流為Ir2，可得出下列公式：

 

(VT-VR)/R2 = {VT-(-A x VR)}/Zout

 

如果Zout << R2，可根據(jù)下式計(jì)算出電壓比VT/VR

 

VT/VR = (-A-Zout/R2)/(1-(Zout/R2)) = -A

 

對(duì)于高增益運(yùn)算放大器的情況，如果閉環(huán)增益Av很?。ㄈ纾篈v=-R2/R1=-1）,則電壓VR會(huì)太小而無(wú)法精確測(cè)量，特別是在低頻率范圍內(nèi)開(kāi)環(huán)增益非常高時(shí)更加無(wú)法精確測(cè)量。

 

在線性工作區(qū)域內(nèi)，如果閉環(huán)增益Av增加了，電壓 VR也將成比例增加，用儀表測(cè)量起來(lái)也將更加容易。例如，如果 |Av| = R2/R1 = 10, VR 將是當(dāng) |Av| =1 時(shí) VR的值。

 

圖26 閉環(huán)增益測(cè)量的配置實(shí)例

 

圖27顯示的是用增益相位端口進(jìn)行測(cè)量的配置方法。比值測(cè)量T/R的結(jié)果可直接表示開(kāi)環(huán)增益A。為了能夠精確地測(cè)量出相位的頻率響應(yīng)特性而不受到由于很大的探頭電容引起的負(fù)載條件的影響，測(cè)量時(shí)應(yīng)該使用10:1無(wú)源探頭，而不是同軸測(cè)試電纜。

 

圖27 使用增益相位測(cè)試端囗進(jìn)行開(kāi)環(huán)增益測(cè)量的配置買例

 

圖28顯示的是用圖27的增益相位配置方法測(cè)量單位增益條件（R1=R2=1 kΩ)下運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)增益的測(cè)量結(jié)果，測(cè)試頻率范圍從10 Hz至30 MHz。相位裕量可從這些測(cè)量結(jié)果中得出。在假設(shè)沒(méi)有相移的情況下，通過(guò)簡(jiǎn)單地找出反饋路徑傳遞函數(shù)阝：RI/()I+R2）= ½ = -6 dB的線，再把一個(gè)游標(biāo)置于 +6 dB 的點(diǎn)上，就可以找出環(huán)路增益I-A×阝]=0 dB的交叉點(diǎn)。相位裕量可以從這個(gè)游標(biāo)在相位軌跡上相對(duì)應(yīng)的位置直接讀出，就像我們?cè)谶\(yùn)算放大器輸入端口所看到的循環(huán)傳遞函數(shù) -Ax阝（其中包括 180度反轉(zhuǎn)）。

 

高增益區(qū)域中的跡線波動(dòng)是由無(wú)源探頭的20 dB損耗所引起的動(dòng)態(tài)性能下降造成的。由于我們是在放大器的單位增益的條件下進(jìn)行開(kāi)環(huán)增益測(cè)量，在高增益區(qū)域內(nèi)R通道接收機(jī)測(cè)得的交流電壓將非常小，這將導(dǎo)致跡線的波動(dòng)。高增益區(qū)域內(nèi)的跡線波動(dòng)對(duì)于測(cè)量低增益區(qū)域內(nèi)測(cè)量數(shù)據(jù)的相位裕量來(lái)說(shuō)，并不是什么問(wèn)題。

 

但是，如果您還想在低頻率范圍內(nèi)測(cè)量非常高的增益，那么您需要用同軸測(cè)試電纜替代10:1無(wú)源探頭再單獨(dú)測(cè)量另一個(gè)開(kāi)環(huán)增益。R端口接收機(jī)的衰減器應(yīng)設(shè)置為0 dB, T端口接收機(jī)的衰減器應(yīng)設(shè)為20 dB, 從而可以在信噪比非常良好的情況下在R通道接收機(jī)上測(cè)量非常小的電壓。請(qǐng)注意，此測(cè)量配置只適用于在中低頻率范圍，其中開(kāi)環(huán)增益比較高，R通道接收機(jī)上的電壓不會(huì)超過(guò)接收機(jī)的最大輸入電平（衰減器設(shè)置為0d。

 

圖28 使用增益相位端囗的開(kāi)環(huán)增益和相位測(cè)量實(shí)例

 

如果在超過(guò)30 MHz的情況下測(cè)量運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)增益，需使用有源探頭和S參數(shù)測(cè)試端口。由于S參數(shù)測(cè)試端口只允許使用一個(gè)有源探頭，您需要使用兩步測(cè)量法。具體步驟如下：

 

1．把探頭點(diǎn)在TPI測(cè)試點(diǎn)上做響應(yīng)校準(zhǔn)。

 

2．把探頭點(diǎn)在TP2測(cè)試點(diǎn)上測(cè)量S21，并通過(guò)DATA->MEM操作（測(cè)量的第一步）存儲(chǔ)軌跡線數(shù)據(jù)。

 

3. 將一個(gè)虛電容連接到TP2，然后把探頭點(diǎn)在TP3測(cè)試點(diǎn)上測(cè)量S21（測(cè)量的第二步）。

 

4. 使用儀表的數(shù)學(xué)函數(shù)計(jì)算功能把第二步的測(cè)量結(jié)果除以第一步已經(jīng)存儲(chǔ)在寄存器中的的數(shù)據(jù)（數(shù)據(jù)/存儲(chǔ)器）就可以得到開(kāi)環(huán)增益的結(jié)果。

 

在第二步測(cè)量中連接的虛電容是和在第一步測(cè)量中的探頭電容一樣的，在高頻測(cè)量范圍內(nèi)會(huì)對(duì)開(kāi)環(huán)相位的測(cè)量結(jié)構(gòu)有所影響，這個(gè)虛電容的電容應(yīng)值該與有源探頭的輸入電容相同。

 

如果您需要測(cè)量一個(gè)非常高的開(kāi)環(huán)增益，最好在測(cè)試電纜上使用磁環(huán)，以消除接地環(huán)路引起的測(cè)量誤差，這種測(cè)量誤差可能會(huì)影響到第一步測(cè)量中對(duì)很小信號(hào)的測(cè)量結(jié)果。

 

圖29 使用一個(gè)有源探頭進(jìn)行開(kāi)環(huán)增益測(cè)量的配置實(shí)例

 

圖30顯示的是用圖29中的配置測(cè)量開(kāi)路增益和相位的實(shí)例。軌跡1是在TP2測(cè)試點(diǎn)上測(cè)得的響應(yīng)結(jié)果，它是輸入電壓與TP2處經(jīng)過(guò)衰減的電壓的比值。軌跡2是在TPB測(cè)試點(diǎn)上測(cè)得的響應(yīng)結(jié)果，它是閉環(huán)增益和相位。軌跡3是從這些測(cè)量結(jié)果中計(jì)算出的開(kāi)環(huán)增益和相位，這些結(jié)果是通過(guò)對(duì)已經(jīng)測(cè)量到的軌跡進(jìn)行數(shù)學(xué)函數(shù)計(jì)算（數(shù)據(jù)/存儲(chǔ)器）得出來(lái)的。

 

如前所述，相位裕量是當(dāng)開(kāi)環(huán)增益等于6 dB 時(shí)所對(duì)應(yīng)的相位測(cè)量結(jié)果的值，此時(shí)環(huán)路增益為0dB。在這個(gè)例子中，相位裕量約為86度。

 

 

圖30 使用一個(gè)有源探頭測(cè)量開(kāi)環(huán)增益和相位測(cè)量實(shí)例

 

共模抑制比CMRR

 

運(yùn)算放大器和其他低頻率差分放大器的CMRR（共模抑制比）通常很難測(cè)量，因?yàn)槟枰獪y(cè)量非常大的共模輸入衰減。共模抑制比的定義為CMRR=Ad/Ac，其中Ad是差模增益，Ac是共模增益。圖31顯示的是用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量的配置。為了測(cè)量大的衰減值，需要使用同軸測(cè)試電纜連接接收機(jī)和被測(cè)件，而不是使用有20 dB損耗的 10:1無(wú)源探頭。

 

您可以將開(kāi)關(guān)SW1打到位置A測(cè)量共模增益（衰減）Ac，把SW1打到位置B測(cè)量差分增益Ad。然后根據(jù)Ad/Ac（=20×Log(Ad/Ac)以dB為單位）計(jì)算出CMRR。該電路的差分增益是IAdI=R2/R1=10，它的共模增益Ac是IAdI=1時(shí)的10倍（即20 dB),這種測(cè)量方法可以使儀表測(cè)量超過(guò)100 dB的CMRR。

 

由于增益相位測(cè)試端口是半浮地的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)，您可以通過(guò)消除測(cè)試電纜接地環(huán)路導(dǎo)致的測(cè)量誤差來(lái)精確地測(cè)量高CMRR。

 

圖31 使用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行共模抑制比CMRR測(cè)量的配置實(shí)例

 

使用S參數(shù)測(cè)試端口和有源探頭可以測(cè)量頻率高于30 MHz的CMRR。在這種情況下，需要在測(cè)試電纜上使用磁環(huán)，如圖32所示，以消除共模噪聲引起的測(cè)量誤差?？梢允褂肕etglas Finemet F7555G型磁環(huán)( Φ 79 mm：metglas.com)。

 

圖33．顯示的是用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行測(cè)量的實(shí)例。軌跡1表示共模增益Ac，軌跡2是差模增益Ad（= 20dB）。通過(guò)消除接地環(huán)路的影響，可精確地測(cè)出約為 -90 dB的共模增益Ac。軌跡3是由這些結(jié)果計(jì)算出來(lái)的CMRR。其上的游標(biāo)表明在100 kHz時(shí)CMRR約為80 dB 。在低頻范圍內(nèi)，CMRR大于100 dB。

 

圖32 使用S參數(shù)端口進(jìn)行CMRR測(cè)量的配置實(shí)例

 

頻率=100Hz至100MHz

激勵(lì)源功率

對(duì)于Ac測(cè)量：0 dBm

對(duì)于Ad測(cè)量: -15 dBm

中頻帶寬=自動(dòng)(最大100 HZ）

接收機(jī)ATT設(shè)置

Ac測(cè)量：20 dB (R通道）

0 dB (T通道）

Ad測(cè)量：20 dB（R通道和T通道）
 

在這個(gè)測(cè)量例子中RI和R2之間的平衡并未完全優(yōu)化。

 

圖33． 使用增益相位端口進(jìn)行CMRR測(cè)量的實(shí)例

 

電源抑制比(PSRR)

 

放大器的電源抑制比（PSRR）是另一個(gè)比較難測(cè)量的參數(shù)，因?yàn)樗筮M(jìn)行大衰減值的測(cè)量。此處其定義為PSRR=Av/Ap, 其中Av是放大器電路的閉環(huán)增益，Ap是從電源的輸入端口（正極/負(fù)極）至輸出端口的增益。與CMRR測(cè)量相似，在線性工作范圍內(nèi)Ap與Av成正比。

 

圖34顯示的是用增益相位端口測(cè)量PSRR（正PSRR)的配置實(shí)例。由于IAvI=R2/R1=1，測(cè)得的電路增益直接指示為運(yùn)算放大器的PSRR(=1/Ap，一個(gè)值為負(fù)數(shù)的dB值）的倒數(shù)。測(cè)量的激勵(lì)源信號(hào)加在供電電源的正極上，有直流偏置電壓。E5061B有一個(gè)內(nèi)置直流偏置源，使您能夠在內(nèi)部將直流電壓偏置附加到激勵(lì)源的交流信號(hào)上。

 

圖34 使用增益相位測(cè)試端囗進(jìn)行PSRR測(cè)量的配置實(shí)例

 

使用S參數(shù)測(cè)試端口和有源探頭可以測(cè)量頻率高于30 MHz的PSRR。與使用S參數(shù)測(cè)試端口進(jìn)行CMRR測(cè)量相似，我們推薦將磁環(huán)用在測(cè)試電纜上，以消除測(cè)試電纜接地環(huán)路引起的測(cè)量誤差。圖36顯示的是用增益相位測(cè)試端口進(jìn)行PSRR測(cè)量的實(shí)例，其上的游標(biāo)表明在1 kHz時(shí)PSRR約為-87 dB。E5061B-3L5具有直流監(jiān)測(cè)功能，可用于檢查實(shí)際加在被測(cè)器件上的直流電壓的值。

 

圖35 使用S參數(shù)測(cè)試端囗進(jìn)行PSRR測(cè)試的配置實(shí)例

 

圖36 使用增益相位測(cè)試端囗進(jìn)行PSRR測(cè)量的實(shí)例

 

輸出阻抗

 

運(yùn)算放大器輸出阻抗的測(cè)量不是雙端口傳輸參數(shù)的測(cè)量，而是單端口阻抗測(cè)量。通常情況下，運(yùn)算放大器的閉環(huán)輸出阻抗范圍從低頻率的幾十毫歐到高頻率的100歐。為了能夠完全在這個(gè)阻抗范圍內(nèi)進(jìn)行測(cè)量，反射測(cè)量法將是一種適當(dāng)?shù)慕鉀Q方案。圖37顯示的是測(cè)量運(yùn)算放大器閉環(huán)輸出阻抗的配置實(shí)例。測(cè)量時(shí)必須要做開(kāi)路/短路/負(fù)載校準(zhǔn)（全單端口校準(zhǔn)）。

 

圖37 輸出阻抗測(cè)量的配置實(shí)例

 

圖38是閉環(huán)輸出阻抗的測(cè)量實(shí)例。測(cè)得的跡線顯示的是經(jīng)過(guò)阻抗轉(zhuǎn)換函數(shù)的計(jì)算繪制的阻抗值的幅度。左側(cè)的跡線顯示的是用對(duì)數(shù)刻度[20x log IZI dB]表示的輸出阻抗。右側(cè)的跡線顯示的是用線性刻度[Ω]表示的輸出阻抗。

 

圖38 輸出阻抗測(cè)量實(shí)例

 

 

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