【導讀】準諧振反激式變換器(Flyback Converter)由于能夠實現(xiàn)零電壓開通，減少了開關損耗，降低了EMI噪聲，因此越來越受到電源設計者的關注。但是由于它是工作在變頻模式，因此導致諸多設計參數(shù)的不確定性。如何確定它的工作參數(shù)，成為設計這種變換器的關鍵，本文給出了一種較為實用的確定方法。
近年來，一些著名的國際芯片供應商陸續(xù)推出了準諧振反激式變換器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飛利浦的TEA162X系列以及意法半導體的L6565 等。正如這些公司宣傳的那樣，在傳統(tǒng)的反激式變換器當中加入準諧振技術，既可以實現(xiàn)開關管的零電壓開通，從而提高了效率、減少了EMI噪聲，同時又保留了反激式變換器所固有的成本低廉、結構簡單、易于實現(xiàn)多路輸出等優(yōu)點。因此，準諧振反激式變換器在低功率場合具有廣闊的應用前景。但是，由于這種變換器的工作頻率會隨著輸入電壓及負載的變化而變化，這就給設計工作(特別是變壓器的設計)造成一些困難。本文將從工作頻率入手，詳細闡述如何確定準諧振反激式變換器的幾個主要設計參數(shù)：最低工作頻率、變壓器初級電感量、折射電壓、初級繞組的峰值電流等。
準諧振反激式變換器的工作原理
圖 1：準諧振反激式變換器原理圖。
圖 1 是準諧振反激式變換器的原理圖。其中：LP為初級繞組電感量，LLEAK為初級繞組漏感量，RP是初級繞組的電阻，CP是諧振電容。
由圖 1 可見，準諧振反激式變換器與傳統(tǒng)的反激式變換器的原理圖基本一樣，區(qū)別在于開關管的導通時刻不一樣。圖 2 是工作在斷續(xù)模式的傳統(tǒng)反激式變換器的開關管漏源極間電壓VDS的波形圖。這里VIN是輸入電壓，VOR為次級到初級的折射電壓。
由圖 2 可見，當副邊繞組中的能量釋放完畢之后(即變壓器磁通完全復位)，在開關管的漏極出現(xiàn)正弦波振蕩電壓，振蕩頻率由LP、CP決定，衰減因子由RP決定。對于傳統(tǒng)的反激式變換器，其工作頻率是固定的，因此開關管再次導通有可能出現(xiàn)在振蕩電壓的任何位置(包括峰頂和谷底)。可以設想，如果控制開關管每次都是在振蕩電壓的谷底導通，如圖 3 所示，那么就可以實現(xiàn)零電壓導通(或是低電壓導通)，這必將減少開關損耗，降低EMI噪聲。實現(xiàn)這一點并不困難，只要增加磁通復位檢測功能(通常是輔助繞組來實現(xiàn))，以便在檢測到振蕩電壓達到最低點時打開開關管，就能達到目的。這實質上就是準諧振反激式變換器的工作原理，前文提到的幾種IC均能實現(xiàn)這個功能。由此帶來的問題是其工作頻率是變化的，從而影響了其它設計參數(shù)的確定。
圖 2：斷續(xù)模式的反激式變換器的開關管漏極電壓波形。
圖 3：準諧振反激式變壓器的開關管漏極電壓波形。
圖 4：MOSFET 的漏源極間電壓波形。
設計參數(shù)的確定
設計反激式變換器，通常需要確定以下參數(shù)：
IPMAX：初級繞組的最大峰值電流；
VINMIN：最低直流輸入電壓；
LP：初級繞組電感量；
VOR：次級到初級的折射電壓。
對于工作頻率fS恒定的反激式變換器，以上參數(shù)可以通過輸入輸出指標以及選用的相關元器件等信息來確定，這個過程比較簡單。但是，對于準諧振反激式變換器，上述過程就比較復雜，這是因為在準諧振模式下，工作頻率fS是變化的，fS變化了，IPMAX和LP也就無法確定，整個設計似乎是無從下手，這正是本文所要解決的問題。
首先詳細分析一下準諧振反激式變換器的工作周期。圖 3 是準諧振反激式變換器的MOSFET的漏極電壓在一個工作周期內(nèi)的波形。由圖可見，準諧振模式的工作周期由三部分組成：TON、TOFF、TW。
當開關管導通時，初級繞組(感量為LP)有電流流動，這個電流將以斜率VIN/LP逐漸增大。當電流達到預定的最大值IP時，控制器將關斷開關管。因此，開關管的導通時間TON可由等式(1)確定：
開關管關閉后，存儲在變壓器中的能量將被傳遞到次級繞組。TOFF代表了次級繞組釋放能量的過程，其值可由等式(2)確定：
其中，LS：次級繞組電感量，IPS：次級繞組峰值電流，VOUT：輸出電壓，VDS：輸出整流二極管的壓降。
設變壓器初次級繞組的匝比為 N，即：
則存在以下關系：
將(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得：
當次級繞組中的能量釋放完畢之后，次級繞組將停止導通，初級繞組上的折射電壓VOR也將消失。由于初級電感量LP和開關管漏極電容CP以及電阻構成一個RLC諧振電路，因此折射電壓將按等式(8)變化：
其中，a=RP/(2*LP)，是衰減因子，
是諧振頻率。由此可得開關管的漏極電壓為：
觀察(9)式可知，當
時，VDS(t)具有最小值。解方程(10)可得：
該值就是我們要求的TW，即：
至此就可得出準諧振反激式變換器的一個完整工作周期為：
則其工作頻率：
另外，對于反激式變換器還存在以下的功率傳遞等式：
式中：POUT為輸出功率；η為變換器的效率。
對(14)式進行整理可得：
將 (15)式代入(13)式整理可得：
(16)式中，PO和VIN是已知量，可由設計要求確定。效率η的經(jīng)驗值是 0.8～0.9，對高電壓輸出取 0.85～0.9，對低電壓輸出取 0.8～0.85。這樣，對于(16)式，要想解出IP的值，還必須確定VOR、CP、fS三個未知量，下面逐一進行分析。
1.VOR是次級到初級的折射電壓。在傳統(tǒng)的反激式變換器中，它的取值與開關管的漏極擊穿電壓VDSS、最大輸入直流電壓VINMAX等參數(shù)有關。在準諧振模式下也是如此，稍有不同的是，在準諧振模式下，為了在盡可能大的范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓導通，VOR總是希望取得大一些，因此通常會選用 800V的MOSFET?？砂?17)式確定VOR的大?。?/div>
式中，ΔV為初級繞組的漏感LLEAK與開關管的漏極電容CP形成的尖峰電壓，經(jīng)驗取值為 0.2VDSS，則(17)式變?yōu)椋?/div>
2.CP是開關管漏極對地的電容，屬于諧振電容。它與初級繞組的漏感LLEAK形成第一個諧振電路，與初級繞組的電感LP形成第二個諧竦緶貳５諞桓魴癡竦緶吩誑 毓芄囟鮮輩夥宓繆梗虼司齠ㄗ趴 毓萇系淖罡叩繆梗壞詼 魴癡竦緶肪齠ㄗ徘拔奶岬降腡W。CP的確定可分兩種情況，一是開關管的漏極沒有額外增加電容，C P只包括MOSFET的漏源極間電容COSS和其它一些分布電容(注：此時電源系統(tǒng)要增加RCD箝位電路以抑制電壓尖峰)。這種情況下，CP可用COSS來近似地表示。也許有人會提出，COSS會隨MOSFET的漏源極間電壓VDS的變化而變化，這該如何確定？實際上，不必為此擔心，因為只有當VDS特別小時，COSS才會有顯著的變化。如果我們?nèi)DS=25V時的COSS，則不會有什么影響(大部分公司的數(shù)據(jù)手冊中給出的COSS，大多是在V DS=25V的條件下測得的)。第二種情況是開關管的漏極額外增加了一個電容CD，此時CP包括CD以 及COSS等雜散電容。CP可由(19)式來確定：
其中，IP：初級繞組的峰值電流，LLEAK：初級繞組的漏感。
整理(19)式可得：
工程中常取LLEAK=0.2*LP，將其代入(20)式可得：
另外，對(14)式進行整理可得：
將(22)式代入(21)式可得(23)式：
按照(23)式得出的Cp，在較大輸出功率(例如大于60W)的情況下，計算值可能偏大。當然，較大的Cp值可以很好地抑制開關管漏極的尖峰電壓，但是Cp值過大，會使開關管在導通瞬間流過很大的尖峰電流，這個尖峰電流一方面會增加損耗，另一方面會形成EMI噪聲，嚴重時甚至會引起控制芯片的誤動作，影響系統(tǒng)的正常工作。
在這種情況下，我們應采取折衷的方法，減小Cp的取值(一般可取 100pF-2200pF之間的值)，同時使用RCD箝位電路來抑制開關管上的尖峰電壓。這樣做既可以減少開關管漏極分布電容的離散性對系統(tǒng)設計的影響，又可以避免產(chǎn)生過大的尖峰電流，同時對抑制開關管上的尖峰電壓也有一定的好處。
3、fS是系統(tǒng)的工作頻率。對于準諧振模式，工作頻率是變化的，在設計時，應該以最小的工作頻率來確定其它相關參數(shù)，因此，fS在這里亦表示系統(tǒng)最小的工作頻率。它的確定須從兩方面考慮，一方面為了采用較小尺寸的變壓器，必須提高fS；另一方面為了降低開關損耗以及減少EMI噪聲，fS應取得小些。折衷考慮，通常取fS的范圍是 25KHz-50KHz。
至此，三個未知量VOR、Cp、fS都得到了確定，將它們代入(16)式，就可得出Ip，再將Ip代入(15)式，就可得出Lp，確定了這些關鍵參數(shù)，下一步就可以設計變壓器、輸入回路、輸出回路、反饋電路和保護電路等，這些設計過程與傳統(tǒng)的反激式變換器的設計過程相同，這里就不再論述。
本文小結
準諧振反激式變換器的設計具有其自身的特殊性，它的關鍵參數(shù)的確定不但需要理論等式的計算，還需要實踐經(jīng)驗的分析假定，當然也需要結合實際電路的波形對參數(shù)進行恰當?shù)恼{整，只有這樣，才能充分發(fā)揮準諧振反激式變換器的高效率、低 EMI、小體積以及低成本的優(yōu)勢。
推薦閱讀：
特別推薦
- AMTS 2025展位預訂正式開啟——體驗科技驅動的未來汽車世界，共迎AMTS 20周年！
- 貿(mào)澤電子攜手安森美和Würth Elektronik推出新一代太陽能和儲能解決方案
- 功率器件熱設計基礎（六）——瞬態(tài)熱測量
- 貿(mào)澤開售Nordic Semiconductor nRF9151-DK開發(fā)套件
- TDK推出用于可穿戴設備的薄膜功率電感器
- 日清紡微電子GNSS兩款新的射頻低噪聲放大器 (LNA) 進入量產(chǎn)
- 中微半導推出高性價比觸控 MCU-CMS79FT72xB系列
技術文章更多>>
- 意法半導體推出首款超低功耗生物傳感器，成為眾多新型應用的核心所在
- 是否存在有關 PCB 走線電感的經(jīng)驗法則？
- 智能電池傳感器的兩大關鍵部件: 車規(guī)級分流器以及匹配的評估板
- 功率器件熱設計基礎（八）——利用瞬態(tài)熱阻計算二極管浪涌電流
- AHTE 2025展位預訂正式開啟——促進新技術新理念應用，共探多行業(yè)柔性解決方案
技術白皮書下載更多>>
- 車規(guī)與基于V2X的車輛協(xié)同主動避撞技術展望
- 數(shù)字隔離助力新能源汽車安全隔離的新挑戰(zhàn)
- 汽車模塊拋負載的解決方案
- 車用連接器的安全創(chuàng)新應用
- Melexis Actuators Business Unit
- Position / Current Sensors - Triaxis Hall
熱門搜索
生產(chǎn)測試
聲表諧振器
聲傳感器
濕度傳感器
石英機械表
石英石危害
時間繼電器
時鐘IC
世強電訊
示波器
視頻IC
視頻監(jiān)控
收發(fā)器
手機開發(fā)
受話器
數(shù)字家庭
數(shù)字家庭
數(shù)字鎖相環(huán)
雙向可控硅
水泥電阻
絲印設備
伺服電機
速度傳感器
鎖相環(huán)
胎壓監(jiān)測
太陽能
太陽能電池
泰科源
鉭電容
碳膜電位器
