中心議題：

• 數(shù)字控制的無橋PFC
• 自適應總線電壓和開關(guān)頻率控制
• 數(shù)字控制提高無橋PFC性能方案

解決方案：

• 通過變流器實現(xiàn)電流檢測
• 動態(tài)調(diào)節(jié)環(huán)路補償器
• 改善輕載時的PF
• 非線性控制

由于效率要求不斷增長，許多電源制造商開始將注意力轉(zhuǎn)向無橋功率因數(shù)校正（PFC）拓撲結(jié)構(gòu)。一般而言，無橋PFC可以通過減少線路電流路徑中半導體元器件的數(shù)目來降低傳導損耗。盡管無橋PFC的概念已經(jīng)提出了許多年，但因其實施難度和控制復雜程度，阻礙了它成為一種主流拓撲。

隨著一些專為電源設計的低成本、高性能數(shù)字控制器上市，越來越多的電源公司開始為PFC設計選用這些新型數(shù)字控制器。相比傳統(tǒng)的模擬控制器，數(shù)字控制器擁有許多優(yōu)勢，例如：可編程配置，非線性控制，較低器件數(shù)目以及最為重要的復雜功能實現(xiàn)能力（模擬方法通常難以實現(xiàn)）。

大多數(shù)現(xiàn)今的數(shù)字電源控制器（例如：TI的融合數(shù)字電源控制器UCD30xx）都提供了許多的集成電源控制外設和一個電源管理內(nèi)核，例如：數(shù)字環(huán)路補償器，快速模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），具有內(nèi)置停滯時間的高分辨率數(shù)字脈寬調(diào)制器（DPWM），以及低功耗微控制器等。它們都對無橋PFC等復雜高性能電源設計具有好處。

數(shù)字控制的無橋PFC

在其他無橋PFC拓撲結(jié)構(gòu)中，圖1是一個已被業(yè)界廣泛采用的無橋PFC實例。它具有兩個DC/DC升壓電路，一個由L1、D1和S1組成，另一個則由L2、D2和S2組成。D3和D4為慢恢復二極管。通過參考內(nèi)部電源地，分別檢測線路（Line）和中性點（Neutral）電壓，測量得到輸入AC電壓。通過對比檢測到的線路和中性點信號，固件便可知道它是一個正半周，還是一個負半周。在一個正半周內(nèi)，第一個DC/DC升壓電路（L1-S1-D1）有效，并且升壓電流通過二極管D4回到AC中性點；在一個負半周內(nèi)，第二個DC/DC升壓電路（L2-S2-D2）有效，并且升壓電流二極管通過D3回到AC線。像UCD3020這樣的數(shù)字控制器用于控制這種無橋PFC。

圖1:數(shù)字控制無橋PFC

無橋PFC基本上由兩個相升壓電路組成，但在任何時候都只有一個相有效。對比使用相同功率器件的傳統(tǒng)單相PFC,無橋PFC和單相PFC的開關(guān)損耗應該相同。但是，無橋PFC電流在任何時候都只通過一個慢速二極管（正半周為D4,負半周為D3），而非兩個。因此，效率的提高取決于一個二極管和兩個二極管之間的傳導損耗差異。另外，通過完全開啟非當前的開關(guān)可以進一步提高無橋PFC效率。例如：在一個正半周內(nèi)，在S1通過PWM信號控制的同時，S2可以完全開啟。當流動的電流低于某個值時，MOSFET S2壓降可能低于二極管D4,因此，返回電流部分或者全部流經(jīng)L1-D1-RL-S2-L2,然后返回AC源。這樣，傳導損耗被降低，電路效率也能夠提高（特別是在輕載情況下）。同樣，在一個負半周內(nèi)，S2開關(guān)時，S1被完全開啟。圖2顯示了S1和S2的控制波形。

圖2:無橋PFC的PWM波形

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自適應總線電壓和開關(guān)頻率控制

傳統(tǒng)上，效率指標在高壓線路和低壓線路上都規(guī)定為滿載。現(xiàn)在，計算服務器和遠程通信電源等大多數(shù)應用要求，除在滿載時，在10%-50%負載范圍時，效率也應當滿足標準規(guī)范。在大多數(shù)AC/DC應用中，系統(tǒng)具有一個PFC和一個下游DC/DC級，因此，我們將根據(jù)整個系統(tǒng)來測量效率。若想提高輕載時的總系統(tǒng)效率，一種方法是降低PFC輸出電壓和開關(guān)頻率。這要求了解負載信息，而這項工作通常通過使用一些額外電路，測量輸出電流來實現(xiàn)。然而，采用數(shù)字控制器，便不再需要這些額外電路。在輸入AC電壓和DC輸出電壓相同時，輸出電流與電壓環(huán)路輸出成正比。因此，如果我們知道電壓環(huán)路的輸出，我們便可以相應地調(diào)節(jié)頻率和輸出電壓。使用數(shù)字控制器以后，電壓環(huán)路通過固件來實現(xiàn)。其輸出已知，因此，實現(xiàn)這種特性十分容易，并且成本比使用模擬方法要低得多。

通過變流器實現(xiàn)電流檢測

無橋PFC的難題之一是，如何檢測整流后的AC電流。如前所述，AC返回電流（部分或者全部）可能會流經(jīng)非當前的開關(guān)，而非慢速二極管D3/D4.因此，在接地路徑中，使用分流器來檢測電流的方法（通常在傳統(tǒng)PFC中使用）已不再適用。取而代之的是使用變流器（CT）來檢測，且每相一個（圖1）。這兩個變流器的輸出整流后結(jié)合在一起，以產(chǎn)生電流反饋信號。由于在任何時候都只有一個變流器具有整流輸出信號，因此，即使將它們結(jié)合在一起，任何時候也都只有一個反饋電流信號。

圖3:連續(xù)導通模式時的檢測電流波形

圖4:非連續(xù)導通模式時的檢測電流波形

如圖3、4所示，由于變流器放置在開關(guān)的正上方，因此，它只檢測開關(guān)電流（只是電感電流的上升部分）。在數(shù)字控制實現(xiàn)時，在PWM導通時間Ta中間測量該開關(guān)電流信號。它是一個瞬時值，在圖3、4中以Isense表示。僅當該電流為連續(xù)電流時，測得的開關(guān)電流Isense才等于平均PFC電感電流（圖3）。當該電流變?yōu)閳D4所示非連續(xù)狀態(tài)時，Isense將不再等于平均PFC電感電流。為了計算電感平均電流，應建立在一個開關(guān)周期內(nèi)，中間點檢測電流Isense和平均電感電流之間的關(guān)系，并且這種關(guān)系應同時適用于連續(xù)導通模式（CCM）和非連續(xù)導通模式（DCM）。

就一個在穩(wěn)態(tài)工作的升壓型轉(zhuǎn)換器而言，升壓電感的二次電壓應在每一開關(guān)周期內(nèi)都保持平衡：

其中，Ta為電流上升時間（PWM導通時間），Tb為電流下降時間（PWM關(guān)斷時間），VIN為輸入電壓，VO為輸出電壓，并假設所有功率器件均為理想狀態(tài)。

從圖3、4可以看出，我們可以根據(jù)Isense,計算出電感平均電流Iave:

其中，T為開關(guān)周期。

結(jié)合（1）、（2）兩式，可以得到：

通過（3）式，平均電感電流Iave被表示成瞬時開關(guān)電流Isense.期望電流Iave和Isense為電流控制環(huán)路的電流參考。檢測到實際的瞬時開關(guān)電流后，與該參考對比，誤差被送至一個快速誤差ADC（EADC），最后，將數(shù)字化的誤差信號傳送至一個數(shù)字補償器，以關(guān)閉電流控制環(huán)路。
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動態(tài)調(diào)節(jié)環(huán)路補償器

總諧波失真（THD）和功率因數(shù)（PF）是兩個判定PFC性能非常重要的標準。一個好的環(huán)路補償器應該具有較好的THD和PF.不過，由于PFC的輸入范圍非常寬，它可以從80Vac擴展至高達265Vac,因此，在低壓線路擁有較高性能的補償器，在高壓線路上可能無法很好工作。最好的方法是根據(jù)輸入電壓相應地調(diào)節(jié)環(huán)路補償器。這對模擬控制器來說，可能是一項不可能完成的任務，但對于一些數(shù)字控制器（例如：UCD3020）來說，則可以輕松實現(xiàn)。

該芯片中的數(shù)字補償器是一種數(shù)字濾波器，它由一個與一階IIR濾波器級聯(lián)的二階無限脈沖響應（IIR）濾波器組成?？刂茀?shù)（即所謂的系數(shù)）被保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱作存儲體（bank）。共有兩個這樣的存儲體，并且它們可以存儲不同的系數(shù)。任何時候，只有一個存儲體的系數(shù)有效并用于補償計算，而另一個則處于非工作狀態(tài)。固件始終都可以向非工作存儲體加載新的系數(shù)。在PFC工作期間，可以在任何時候調(diào)換系數(shù)存儲體，以便允許補償器使用不同的控制參數(shù)，以以適應不同的運行狀態(tài)。

圖5:低壓線路的VIN和IIN波形（VIN=110V,負載=1100W,THD=2.23%,PF=0.998）

有了這種靈活性以后，我們可以存儲兩個不同的系數(shù)組（一個用于低壓線路，另一個用于高壓線路），并根據(jù)輸入電壓交換系數(shù)。環(huán)路帶寬、相位裕度和增益裕度在低壓線路和高壓線路下都可優(yōu)化。利用這種動態(tài)調(diào)節(jié)的控制環(huán)路系數(shù)，并使用固件補償變流器可能出現(xiàn)的偏移，可以極大改善THD和PF.圖5、6是基于1100W無橋PFC的測試結(jié)果，在低壓線路上的THD為2.23%,高壓線路上的THD為2.27%,而PF則分別為0.998和0.996。

圖6:高壓線路的VIN和IIN波形（VIN=220V,負載=1100W,THD=2.27%,PF=0.996）

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改善輕載時的PF

每個PFC在輸入端都有一個電磁干擾（EMI）濾波器。EMI濾波器的X電容會引起AC輸入電流超前AC電壓，從而影響PF.在輕載和高壓線路下，這種情況將變得更糟糕：PF很難滿足嚴格的規(guī)范。要想增加輕載時的PF,我們需要相應地強制電流延遲。我們?nèi)绾螌崿F(xiàn)呢？

圖7:測量到的VIN無延遲

我們知道，PFC電流控制環(huán)路不斷嘗試強制電流與其參考匹配。該參考基本上是AC電壓信號，只是大小不同。因此，如果我們能夠延遲電壓檢測信號，并將延遲后的電壓信號用于電流參考生成，便可以讓電流延遲，來匹配AC電壓信號，從而使PF得到改善。這對一個模擬控制器來說比較困難，但對數(shù)字控制而言，只需幾行代碼便可以實現(xiàn)。

圖8:測量到的VIN被延遲300us

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首先，輸入AC電壓通過ADC測量。固件讀取測量到的電壓信號，再加上一些延遲，然后使用延遲后的信號來生成電流參考。圖7、8顯示了1100W無橋PFC的測試結(jié)果。在該測試中，VIN=220V,VOUT=360V,而負載=108W（約滿載的10%）。通道1為IIN,通道2為VIN,通道4為帶延遲的測量到的VIN信號。圖7中，測量到的VIN沒有增加延遲，PF=0.86,THD=8.8%.而在圖8中，測量到的VIN信號被延遲了300us,這種情況下，PF被改善到0.90.此外，還可以進一步改善PF,但這將以犧牲THD為代價，因為進一步延遲電流參考，將在AC電壓交叉點處產(chǎn)生更多的電流失真。在圖9中，測量到的VIN被延遲了500us,此時，PF被改善到0.92.但是，電流在電壓交叉點處出現(xiàn)了失真。結(jié)果，THD變得更糟糕，達到11.3%.

圖9:測量到的VIN被延遲500us

非線性控制

相比電流環(huán)路，電壓環(huán)路控制的復雜度較低。在數(shù)字實現(xiàn)時，輸出電壓VO通過一個ADC檢測，然后同一個電壓基準比較。我們可以使用一個簡單的比例積分（PI）控制器，來閉合該環(huán)路。

其中，U為控制輸出，Kp和Ki分別為比例和積分增益。E[n]為DC輸出電壓誤差采樣值。

如前所述，使用數(shù)字控制的好處之一是它能夠?qū)崿F(xiàn)非線性控制。為提高瞬態(tài)響應，可以使用非線性PI控制。圖10是非線性PI控制的一個例子。誤差越大時（通常出現(xiàn)在瞬態(tài)），所使用的Kp增益也越大。當誤差超出設置限制時，這將加速環(huán)路響應，并且，恢復時間也被縮短。對于積分器，則又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩(wěn)態(tài)誤差。然而，它卻經(jīng)常引起飽和問題，并且其90°相位滯后也將影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。正因如此，我們使用了一個非線性積分增益（圖10）。當誤差超出一定程度時，積分增益Ki減小，以防止出現(xiàn)飽和、超調(diào)和不穩(wěn)定的問題。

圖10:非線性PI控制。

數(shù)字電壓環(huán)路控制的另一個優(yōu)點被稱為抗積分器飽和，它一般出現(xiàn)在AC下降時。當出現(xiàn)AC下降且下游負載繼續(xù)吸取電流時，DC輸出電壓開始下降，而PFC控制環(huán)路卻仍然嘗試調(diào)節(jié)其輸出。因此，積分器積分，并可能出現(xiàn)飽和，這種情況被稱為積分器飽和。一旦AC恢復，飽和的積分器便可能引起DC輸出電壓超調(diào)。為防止出現(xiàn)這種情況，則一旦探測到AC恢復，固件便馬上復位積分器，并且DC輸出達到其調(diào)節(jié)點。

數(shù)字控制器還可以做更多工作，例如：頻率抖動、系統(tǒng)監(jiān)控和通信等，并且還可以為無橋PFC提供靈活的控制、更高的集成度和更高的性能。在一些高端AC/DC設計中，越來越多的設計正在使用數(shù)字控制器。