中心議題：

• 電流模式降壓轉(zhuǎn)換器的取樣電阻放置位置：輸入端、輸出端及續(xù)流管
• 三種位置各自的優(yōu)點(diǎn)及缺點(diǎn)
• 峰值電流模式和谷點(diǎn)電流模式的工作原理
• 使用高端主開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通電阻等設(shè)計(jì)應(yīng)該注意的問(wèn)題

解決方案：

• 在輸入端，使用高端MOSFET導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻
• 在續(xù)流端，配置為谷點(diǎn)電流模式，用續(xù)流MOSFET導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻
• 在輸出端，常用峰值電流模式，用電感DCR作電流取樣電阻
  

盡管電流模式的降壓轉(zhuǎn)換器需要精密的電流檢測(cè)電阻，并且會(huì)影響到系統(tǒng)的效率和成本，但它仍然獲得了廣泛的應(yīng)用，這是因?yàn)槠渚哂幸韵聝?yōu)點(diǎn)：①反饋內(nèi)在cycle-by-cycle峰值限流;②電感電流真正的軟起動(dòng)特性;③精確的電流檢測(cè)環(huán);④輸出電壓與輸入電壓無(wú)關(guān)，一階系統(tǒng)容易設(shè)計(jì)反饋環(huán)，系統(tǒng)的穩(wěn)定余量大，且穩(wěn)定性好，對(duì)于所有陶瓷電容容易補(bǔ)償;⑤易實(shí)現(xiàn)多相位/多轉(zhuǎn)換器的并聯(lián)操作，以得到更大輸出電流;⑥允許大的輸入電壓紋波，從而減小輸入濾波電容。

對(duì)于電流模式的降壓轉(zhuǎn)換器，電流的取樣電阻有三種不同的放置方式：①放置在輸入回路，即與高端主開(kāi)關(guān)管相串聯(lián);②放置在輸出回路，即與電感相串聯(lián);③放置在續(xù)流回路，即與續(xù)流二極管或同步開(kāi)關(guān)管串聯(lián)。有時(shí)候?yàn)榱颂岣咝?，可以取消外加的取樣電阻，用高端主開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻、電感DCR或續(xù)流同步開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻。本文將詳細(xì)地闡述這些問(wèn)題，并比較它們各自的優(yōu)缺點(diǎn)，從而使電源工程師有針對(duì)性地選取不同的架構(gòu)，來(lái)滿(mǎn)足實(shí)際應(yīng)用要求。

電流取樣電阻在輸入端的降壓轉(zhuǎn)換器

電流取樣電阻在輸入端的降壓轉(zhuǎn)換器如圖1所示。在電流模式的降壓轉(zhuǎn)換器拓樸結(jié)構(gòu)中，反饋有兩個(gè)環(huán)路：一個(gè)電壓外環(huán)，另一個(gè)是電流內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)包括電壓誤差放大器、反饋電阻分壓器和反饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)。電壓誤差放大器的同相端接一個(gè)參考電壓Vref，反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端VFB，反饋環(huán)節(jié)連接到VFB和電壓誤差放大器的輸出端VC。若電壓型放大器是跨導(dǎo)型放大器，則反饋環(huán)節(jié)連接到電壓誤差放大器的輸出端VITH和地。目前，在高頻DC/DC的應(yīng)用中，跨導(dǎo)型放大器應(yīng)用更多。本文就以跨導(dǎo)型放大器進(jìn)行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB引腳，VFB引腳電壓與參考電壓的差值被跨導(dǎo)型放大器放大，然后輸出，輸出值為VITH。跨導(dǎo)型放大器輸出連接到電流比較器的同相端，電流比較器的反相端輸入信號(hào)為電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)VSENSE。由此可見(jiàn)，對(duì)于電流比較器，電壓外環(huán)的輸出信號(hào)作為電流內(nèi)環(huán)的給定信號(hào)。對(duì)于峰值電流模式，工作原理如下：在時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)時(shí)，高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，電感激磁，電流線(xiàn)性上升，電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)也線(xiàn)性上升。由于此時(shí)電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)高于電流檢測(cè)電阻的電壓，電流比較器輸出為高電壓;當(dāng)電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)繼續(xù)上升，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)時(shí)，電流比較器輸出翻轉(zhuǎn)，從高電平翻轉(zhuǎn)為低電平，邏輯控制電路工作，關(guān)斷高端主開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，高端的主開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)電感開(kāi)始去磁，電流線(xiàn)性下降，到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始的時(shí)鐘同步信號(hào)到來(lái)，如此反復(fù)。

由此可見(jiàn)，峰值電流模式檢測(cè)的是上升階段的電流信號(hào)。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，輸入回路高端的主開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流波形為上升階段的梯形波，續(xù)流回路低端的開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流波形為下降階段的梯形波，而輸出回路電感的電流波形為包含上升和下降階段的鋸齒狀波形。因此，如果電流取樣電阻放在降壓轉(zhuǎn)換器的輸入回路，系統(tǒng)一定工作于峰值電流模式。

對(duì)于降壓轉(zhuǎn)換器，輸入電壓高于輸出電壓，電流取樣電阻放在Buck轉(zhuǎn)換器的輸入回路，那么電流比較器的兩個(gè)輸入引腳的共模電壓為高輸入電壓。對(duì)于輸入電壓大于12V的應(yīng)用，電流比較器的兩個(gè)輸入引腳的共模電壓也必然大于12V，這樣電流比較器的成本很高。因此，電流取樣電阻放在降壓轉(zhuǎn)換器的輸入回路，一般應(yīng)用于低輸入電壓，尤其是低輸入電壓?jiǎn)涡酒慕祲恨D(zhuǎn)換器。高端的功率MOSFET集成在單芯片中，由于電流取樣電阻放在降壓轉(zhuǎn)換器的輸入回路，所以電阻取樣和電流比較器均可以集成在單芯片中，設(shè)計(jì)十分緊湊。要注意的是，高端的主開(kāi)關(guān)管和低端的同步續(xù)流管之間，要設(shè)定一定的死區(qū)時(shí)間，以防止上下管的直通。

如果采用高端的功率MOSFET導(dǎo)通電阻作為電流取樣電阻，可以省去額外的電流取樣電阻，從而提高效率。由于MOSFET的導(dǎo)通電阻值比較分散，而且隨溫度的變化也會(huì)在較大范圍內(nèi)波動(dòng)，因此電流取樣的精度較差。峰值電流模式容易受到電流信號(hào)前沿尖峰干擾。在占空比大于50%時(shí)需要斜坡補(bǔ)償。

電流取樣電阻在續(xù)流端的降壓轉(zhuǎn)換器

通過(guò)前面的討論可知，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，低端的開(kāi)關(guān)管流過(guò)的電流波形為下降階段的梯形波。這種電流模式常稱(chēng)為谷點(diǎn)電流模式。和峰值電流模式一樣，谷點(diǎn)電流模式反饋也有兩個(gè)環(huán)路：一個(gè)電壓外環(huán)，另一個(gè)是電流內(nèi)環(huán)(見(jiàn)圖2)。

其工作原理如下：高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，電感激磁，電流線(xiàn)性上升;高端MOSFET導(dǎo)通一段時(shí)間，此時(shí)間由PWM設(shè)定;當(dāng)高端MOSFET關(guān)斷后，低端MOSFET導(dǎo)通，此時(shí)電感開(kāi)始去磁，電流線(xiàn)性下降。注意，低端MOSFET的電流隨著時(shí)間線(xiàn)性下降，電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)也線(xiàn)性下降，由于此時(shí)電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)低于電流檢測(cè)電阻的電壓，電流比較器輸出為低電平。當(dāng)電流檢測(cè)電阻的電壓信號(hào)繼續(xù)下降，直到等于電壓外環(huán)的輸出電壓信號(hào)時(shí)，電流比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，從低電平翻轉(zhuǎn)為高電平，邏輯控制電路開(kāi)始工作，關(guān)斷低端的續(xù)流開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，高端的主開(kāi)關(guān)管開(kāi)通，此時(shí)電感開(kāi)始激磁，電流線(xiàn)性上升，進(jìn)入下一個(gè)周期，如此反復(fù)。同樣，高端的主開(kāi)關(guān)管和低端的同步續(xù)流管之間，要設(shè)定一定的死區(qū)時(shí)間，以防止上下管的直通。
[page]

谷點(diǎn)電流模式具有寬電壓范圍、低占空比、易檢測(cè)電流和快速負(fù)載響應(yīng)的特點(diǎn)。在占空比小于50%時(shí)需要斜坡補(bǔ)償。負(fù)載響應(yīng)快速的原因在于，谷點(diǎn)電流模式從當(dāng)前的脈沖周期響應(yīng)，而峰值電流模式從下一個(gè)脈沖周期響應(yīng)。

當(dāng)輸入和輸出電壓變化時(shí)，若高端MOSFET導(dǎo)通的時(shí)間固定不變，那么系統(tǒng)將工作在變頻模式，不利于電感的優(yōu)化工作。因此在PWM內(nèi)部需要一個(gè)前饋電路，使高端MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間可隨輸入電壓成反比變化，及隨輸出電壓成正比變化，從而在輸入電壓和負(fù)載變化時(shí)，維持轉(zhuǎn)換器近似工作于定頻方式。

如果采用低端續(xù)流功率MOSFET導(dǎo)通電阻作為電流取樣電阻，可以省去額外的電流取樣電阻，從而提高效率。同樣，由于MOSFET導(dǎo)通電阻值比較分散，而且隨溫度的變化也會(huì)在較大范圍內(nèi)波動(dòng)，因此電流取樣的精度差。但這種配置通常應(yīng)用于高輸入電壓，低輸出電壓及大輸出電流的轉(zhuǎn)換器中。

電流取樣電阻在輸出端的降壓轉(zhuǎn)換器
　　
通過(guò)前面的討論知道，輸出回路電感的電流波形為包含上升和下降階段的鋸齒狀波形。因此，當(dāng)電流取樣電阻在輸出端時(shí)(見(jiàn)圖3)，轉(zhuǎn)換器可以工作于谷點(diǎn)電流模式，也可工作于峰值電流模式。而通常這種配置工作于峰值電流模式。

由于輸出電壓低，那么電流比較器的兩個(gè)輸入引腳的共模電壓較低，因此可以使用低輸入共模電壓的差動(dòng)放大器，提高電流檢測(cè)的精度，降低噪聲。這種配置的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可以使用電感的DCR作為電流檢測(cè)電阻。要注意的是，在電感值和飽和電流滿(mǎn)足整個(gè)輸入電壓范圍，和輸出負(fù)載電流范圍的前提下，對(duì)電感的DCR有一定限制，因而在一些應(yīng)用中需要定制電感。

此外，電流比較器的輸入阻抗要大，兩個(gè)輸入引腳的偏置電流要小，從而提高使用DCR作為電流檢測(cè)電阻時(shí)的檢測(cè)精度。相關(guān)的濾波元件也在設(shè)計(jì)中作相應(yīng)的匹配，如圖4所示。

　　
通常，由于DCR值大于設(shè)計(jì)要求的電阻值，因此需要一個(gè)電阻分壓器來(lái)得到所需要的電壓值。

另外，為了滿(mǎn)足濾波器時(shí)間的要求，必須使：

事實(shí)上，在設(shè)計(jì)中還要考慮到溫度變化時(shí)，DCR也會(huì)發(fā)生變化，這將會(huì)影響電流取樣的精度。在有些PWM的設(shè)計(jì)中，也會(huì)將電流比較器的參考基準(zhǔn)電壓設(shè)計(jì)為可調(diào)整，從而增加電感使用的通用性。

結(jié)語(yǔ)

①電流取樣電阻放在輸入端，可配置為峰值電流模式，使用高端MOSFET導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻可提高效率，但影響電流取樣精度。

②電流取樣電阻放在續(xù)流端，可配置為響應(yīng)速度快的谷點(diǎn)電流模式，使用續(xù)流MOSFET導(dǎo)通電阻作電流取樣電阻可提高效率，但影響電流取樣精度。

③電流取樣電阻放在輸出端，可配置為峰值和谷點(diǎn)電流兩種模式，常用峰值電流模式。使用電感DCR作電流取樣電阻可提高效率，但設(shè)計(jì)和調(diào)試變得復(fù)雜，同時(shí)影響電流取樣精度。